книги / Электронные цифровые приборы

практически полное отсутствие сквозных токов (импульсных помех) вследствие неперекрываемых и плавных включений-выклю­ чений коммутирующих транзисторов УТ1, УТ2 и выпрямительных диодов УВ1\ УГ>2;

возможность повышения частоты коммутации (частоты импульссных последовательностей) до 100 кГц, что позволяет уменьшить габаритные размеры дросселя и конденсаторов;

дроссель не имеет подмагничивания (в течение цикла ток меняет свое направление), что позволяет улучшить его параметры;

снижение статических и динамических потерь в транзисторах и диодах обеспечило получение я > 80 %.

Динамический диапазон регулируемых напряжений или токов оказался не очень большим (3—4 раза), однако имеются возмож­ ности расширения пределов сброса нагрузки, например, путем из­ менения длительности управляющих импульсов.

На рис. 7.7, б показана схема варианта стабилизатора с согла­ сующим трансформатором (разные уровни 11в и (/ст) и единственной нагрузкой; процессы, происходящие в стабилизаторе, аналогичны процессам, происходящим в варианте стабилизатора, показанном на рис. 7.7, а.

7.5.МНОГОКАНАЛЬНЫ Й ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Визмерительных и вычислительных устройствах используются стабилизированные источники питания на различные напряжения и токи; в ряде случаев необходимо питать узлы приборов от отдельных (изолированных) источников. В целях экономии оборудования используют,один мощный выпрямитель-стабилизатор; полученное на­ пряжение с помощью трансформаторного преобразователя размно­ жается по числу требуемых источников. Обычно для этих целей при меняют трансформаторный преобразователь; преобразуемое напря­ жение подводится к середине первичной обмотки трансформатора, концы которой связаны с общей шиной через коммутирующие тран­ зисторы. Управляющие импульсы поочередно открывают транзисто­ ры-ключи, по первичной обмотке ток меняет свое направление; переменное напряжение во вторичных обмотках выпрямляется к фильтруется. К основным недостаткам подобных преобразователей относится высокий уровень импульсных помех, вызванных сквознымг токами транзисторных ключей в моменты, когда обе ветви оказыва ются проводящими. Помимо ухудшения качества выходного напря жения импульсные помехи приводят к снижению КПД и ограничь нию частоты преобразования, что препятствует уменьшению массо габаритных параметров источника питания. Небольшого улучшена удается добиться в преобразователях с паузой «на нуле», в которые исключается перекрытие ключей; в этом варианте значительны!, импульсные помехи вызываются токами перезаряда емкостей.

Практически полного исключения импульсных помех удается достичь в четырехтактном преобразователе постоянного напряжения

« постоянное, структурная схема которого показана на рис. 7.8, а, -а временные диаграммы основных процессов — на рис. 7.8, в—ж.

Сигнал, генерируемый задающим генератором ЗГ, снижается по частоте в 4 раза, с помощью триггерных делителей Д л /, Дл2. Ком­ бинацией прямых и инверсных выходов делителей и входов селекто­ ров, выполненных на элементах И (СУ— С4), получаем на выходах

селекторов четыре импульсные последовательности с постоянной скважностью 0. = 4, сдвинутых между собой на т = 7У4. После прохождения дополнительных схем И (И! — И4) и предварительных усилителей У1 — У4 импульсные последовательности (рис. 7.8, в—е) подводятся к базам ключевых транзисторов УТ1 — УТ4, входящих в состав трансформаторных усилителей мощности (77, Т2). Во вто­ ричных обмотках, число которых равно удвоенному числу нагрузок (2п), напряжение требуемого уровня выпрямляется (цвухобмоточный дроссель 77, конденсаторы С5, С6 и диоды КО/, К02) и сгла­ живается фильтрами (Ьф, Сф); при этом, поскольку оба канала ра­ ботают на общие фильтры и нагрузки, число оконечных цепей рав­ но п.

Защита преобразователей от перегрузок выполнена с помощью компараторов Кп1, Кп2 и триггера Тг. На компараторы подаются сигналы, пропорциональные току нагрузки и напряжению на на­ грузке, которые сравниваются с предельными уровнями, установ­ ленными внутри компараторов. Если по какой-либо причине допу­ стимые уровни превышены, то изменяется сигнал 0 (1) на выходе Тг, что приводит к прекращению прохождения управляющих импуль­

преобразователю рабочий цикл. По заднему фронту импульса (на­ пример, рис. 7.8, в) запирается соответствующий ключевой транзис­ тор (рис. 7.8, ж). Ток, соответствующий магнитному потоку, накоп­ ленному за половину периода в полуобмотке трансформатора 77, перезаряжает конденсаторы С7, С2 и паразитные емкости транс­ форматоров и обмоток трансформатора, формируя положительный фронт на коллекторе данного транзистора (рис. 7.8, ж)\ соответ­ ствующий фронт, но противоположной полярности, образуется на коллекторе другого транзистора (рис. 7.8, з), образующего с ним пару. Последовательность выключения-включения транзисторов исключает их перекрытие. Фронты являются частью колебательного процесса, развитию которого препятствует включение другого транзистора. Выбором величины индуктивности обмоток трансфор­ маторов и емкостей С/ — С4 можно сохранить минимальные и макси­ мальные потенциалы на коллекторах в течение определенного вре­ мени (здесь требуется время %— 774) без особых трудностей, по­ скольку мощность в нагрузку от данного усилителя мощности в этот момент не отбирается. Нагрузка питается от другого усилителя (Т2), выходное напряжение которого в данный момент несколько превысило напряжение в усилителе (Г/), что вызвало запирание диодов Уй1, УР2; небольшая ступень на плоской части импульсов отражает это обстоятельство. В момент, когда мог бы начаться спад напряжения, приходит импульс (рис. 7.8, г), включающий транзистор УТ2 (на конце полуобмотки трансформатора током тран­ зистора УТ2 поддерживается потенциал, близкий к нулю).

Применение двухобмоточного дросселя в цепи выпрямления обес­ печивает плавное и последовательное включение-выключение диодов

УЭ1, Уй2 при нулевом токе дросселя, что исключает возможность возникновения сквозных токов, а следовательно, и помех в цепи выпрямителя. Отметим, что подобной проблемы в цепи входного выпрямителя нет, поскольку там проводится операция с низкочас­ тотным напряжением сети (нет опасности наводок помехи) и неболь­ шим током. Влияние дросселя на колебательный процесс аналогич­ но влиянию полуобмоток трансформатора — они формируют траек­ торию рабочего цикла совместно. Отсюда следует другой вариант, в котором дроссели исключаются — их роль выполняет индуктив­

дросселей, в котором использовался трансформатор с небольшим зазором в магнитопроводе; при этом потребовалось ввести усиленное экранирование с целью снижения уровня наводок на другие узлы прибора.

Применение двухканального преобразователя с четырехтактным режимом работы на частоте 20—50 кГц обеспечивает эффективную фильтрацию— на нагрузке практически гладкое напряжение (рис. 7.8, л). Важно также отметить, что транзисторы не участвуют в коммутации потоков мощности. Включение транзисторов проис­ ходит в соответствующие моменты под влиянием колебательного процесса; изменение токов и напряжений происходит без влияния активных элементов (транзисторов), а лишь пассивными элементами (индуктивности трансформаторных обмоток и дросселей, конденса­ торы и паразитные емкости), т. е. тем, что образует колебательный контур. В колебательном процессе нет крутых перепадов, что обес­ печивает сравнительно низкий уровень создаваемых и излучаемых помех. Кроме того, поскольку элементы контура в основном конст­ руктивно определены, локализация источника излучаемых помех технически облегчена. Отсутствие сквозных токов и связанных с этим помех снимает ограничения на повышение частоты коммута­ ции в преобразователе.

Испытание четырехтактного преобразователя мощностью 200 Вт

ла каналов нагрузки несколько ухудшается стабилизация питаю­ щих напряжений на нагрузках по сравнению с входным напря­ жением С/в. Задача получения многоканального источника питания с высокой степенью стабилизации рассматривается в следующем разделе.

7.6. МНОГОКАНАЛЬНЫ Й ИМПУЛЬСНЫ Й СТАБИЛИЗИРОВАННЫЙ ИСТОЧНИК ПИТАНИЯ

На основе частотно-амплитудного способа регулирования можно построить многоканальный источник питания с сохранением всех указанных выше преимуществ в части импульсных помех и КПД. Процессы в стабилизаторе несколько отличны от процессов, проис­ ходящих в схеме (рис. 7.7). На рис. 7.9, а, б показаны упрощенные

схемы многоканального источника, а на рис. 7.9, в—ж — времен­ ные диаграммы основных процессов.

На выходе сетевого выпрямителя (СВ) имеется выпрямленное напряжение {/с, которое подается на двухтактный трансформатор­ ный усилитель мощности, включающий диоды УВ1, УВ2, транзи­ сторы УТ1, УТ2, две первичные обмотки и л вторичных обмоток трансформатора 77. Отдельная вторичная обмотка используется для получения напряжения обратной связи IIо.с; трансформатор Т2 включается для того, чтобы была возможность заземлить источ­ ник напряжения Vо.с- В компараторе-усилителе КпУ сравнивают­ ся напряжение Со.с и опорное 1/о.п- На выходе КпУ получается регулирующее напряжение Нр, служащее для управления частотной ГУН. Импульсная последовательность с выхода ГУН поступает на унитарный счетчик—делитель Сч по модулю 4. На выходе Сч полу­ чены две импульсные последовательности (рис. 7.9, г, д), сдвинутые друг относительно друга на л и имеющие постоянную скважность <2 = 4. Эти импульсы после усиления в предварительных усилите­ лях ПУ1 и ПУ2 служат для синхронизации работы стабилизатора. С помощью вспомогательного выпрямителя ВВ обеспечивается не­ зависимое питание ГУН, Сч и ПУ1 и ПУ2 — их готовность к рабо­ те не зависит от процессов в усилителе мощности, выпрямителях и других цепях, которые вызывают, в частности, задержку в выра­ ботке {/о.с при включении устройства в сеть.

Заслуживает внимания необычная, асимметричная схема транс­ форматорного усилителя мощности, что связано со следующим об­ стоятельством. Для обеспечения идентичности режимов первичных обмоток трансформатора обе обмотки наматываются бифилярно мно­ гожильным проводом литцендрат (частота импульсов 15—20 кГц). При симметричной схеме разность потенциалов между подобными точками обмоток достигает (6—8) {/с, т. е. доходит до 2—3 кВ, в то время, как при асимметричной структуре разность потенциалов не превышает 7 С(рис. 7.9, е, ж). Трансформатор Т1 выполнен с неболь­ шим зазором в ферритовом магнитопроводе, первичные и вторичные обмотки расположены на разных стержнях — все это создало доста­ точную индуктивность рассеяния Ьз- Таким образом были исклю­ чены все режимные двухобмоточные дроссели в выпрямителях вторичных обмоток; наличие Ь$ потребовало более сильного экрани­ рования блока питания.

Пусть на участке А (рис. 7.9, в) регулирующее напряжение Ц> соответствует номинальному значению, на участке В — выше, и на участке С — ниже номинального. Этим участкам соответствует час­ тота и длительность управляющих импульсов, поступающих на базы ключевых транзисторов УТ1, УТ2\ изменение частоты (при постоянном значении скважности), как это показано на рис. 7.9, е, ж, связано с соответствующим р змахом напряжений на первичных обмотках 1Гп (а следовательно, и вторичных), так, что выходные напряжения ({/ВЫХ1...{/Выхп) возвращаются к номинальному уровню.

С приходом отрицательного фронта импульса из последователь­ ности 7.9, г (момент /) запирается транзистор УТ1. Ток, накоплен-

Рнс. 7.9. Многоканальный импульсный источник питания:

в, б — схемы; в— ж — временные диаграммы

ны& в первичной обмотке 1—2, не находя другой цепи, заряжает конденсатор С5 и все паразитные емкости; при этом на эмиттере УТ1 формируется отрицательный фронт. Благодаря согласной и сильной магнитной связи первичных обмоток на коммутируемом конце обмотки 4 и на аноде УВ2 образуется подобный фронт. Фронты являются частью свободного колебательного процесса. В момент 2 потенциал анода УЕ)2 превышает потенциал катода, 1Ф2

открывается, что открывает также путь для коллекторного тока УТ2, предварительно подготовленного в режиме насыщения управ­ ляющим импульсом из последовательности (рис. 7.9, д). Ток по обмотке 3—4 нарастает до момента 3 выключения транзистора УТ2 по базе отрицательным фронтом того же импульса (рис. 7.9, 3), после чего начинается формирование положительного фронта коле­ бательного процесса на аноде УБ2, эмиттере УТ1 и на связанных с ними концах обмоток 4 и 1. Далее колебательный процесс притор­ маживается при отпирании УИ1 (в момент 4) и начале прохождения коллекторного тока УТ1, предварительно установленного в режим насыщения управляющим импульсом из последовательности (рис. 7.9, г). Отпирание диодов, а также включение коллекторных токов транзисторов производится плавно самим колебательным процессом при измерении перепадов напряжения на диодах. При

ция и экранирование излучаемых помех не представляется техниче­ ски трудной.

Из рассмотрения кривых напряжений на обмотках трансфор­ матора (рис. 7.9, а, ж) следует, что насыщение транзисторов управ­ ляющими импульсами по базе происходит при запертых диодах («ну­ левых» коллекторных токах), а запирание насыщенных транзисто­ р о в — при «нулевых» напряжениях на транзисторах; попеременное включение коллекторных токов транзисторов разнесено во времени (см. утолщенные площадки) и, следовательно, исключается возмож­ ность возникновения сквозных токов; нет сквозных токов и в выпря­ мителях, включенных в цепи вторичных обмоток — все это обеспе­ чивает минимальный уровень импульсных помех и повышение КПД. Росту КПД способствует и отсутствие рекуперационных явлений, колебательный процесс развивается без отсечек и, следовательно, вся энергия, коммутируемая усилителем мощности (за вычетом потерь), передается в нагрузку.

Импульсные стабилизаторы с частотно-амплитудным способом регулирования допускают сброс нагрузки в пределах 25—40 %, что обусловлено допустимыми пределами изменения частоты управляю­ щих импульсов. Увеличить динамический диапазон нагрузок можно путем модуляции ширины управляющих импульсов в зависимости от их частоты [<Э = гр (Р); <2> 2]. При этом узлы ГУН и Сч по мо­ дулю 4 заменяются узлами (рис. 7.9, б). Регулирующее напряже­

напряжение с выхода ГУН и выходной уровень См сравниваются в компараторе Кп, что и позволяет формировать импульсы соответ­ ствующей длительности; с помощью счетного триггера Тг и двух схем совпадения ССп1, ССп2 формируются импульсные последо­ вательности, направляемые на входы предварительных усилителей ПУ1, ПУ2. На рис. 7.9, г, д показано, что ширина импульсов на участке А осталась без изменений, на участке В — уменьшилась

В процессе проектирования стабилизированных источников пи­ тания необходимо уделить должное внимание обеспечению надежно­ сти работы блока питания. В частности, должны быть введены устрой­ ства защит от перегрузки по току и напряжению на нагрузке. Не­ обходимо исключить броски тока в фильтровых конденсаторах и коммутирующих транзисторах на начальной стадии включения блока питания; причем, учитывая возможное кратковременное про­ падание сетевого напряжения, должно быть обеспечено быстрое срабатывание этих автоматов. Должно быть обеспечено плавное на­ растание выходного напряжения (применительно к частотно-ампли­ тудному способу регулирования это сводится к тому, что работа стабилизатора начинается с максимальной частоты управляющих импульсов). Ждет удовлетворительного решения и задача полного сброса тока нагрузки стабилизатора.

1.А. с. 455293 СС!СР, МКИ2 О 01 23/00. Спектроанализатор.

2.А. с. 1068834 СССР, МКИ2 С01К 23/10. Цифровой частотомер.

3.А. с. 699448 СССР, МКИ2 С 01 К 19/26. Цифровой вольтметр.

4.А. с. 982192 СССР, МКИ2 НОЗ К 13/20. Интегрирующий АЦП.

5.А. с. 799130 СССР, МКИ3 НОЗ К 13/17. Аналого-цифровой преобразо­

ватель.

6.А. с. 600721 СССР, МКИ2 НОЗ К 13/02. Коррелометрический цифровой измеритель действующего значения сигнала.

7.А. с. 629624 СССР, МКИ2 НОЗ Р 3/38. Магнитный модулятор.

8.А. с. 991596 СССР, МКИ3 НОЗ К 5/22. Гистерезисное формирующее ус­ тройство.

9.А. с. 1363482 СССР, МКИ4 НОЗ М 1/60. Преобразователь активной энер­ гии трехфазной сети в цифровой код.

10.А. с. 1061068 СССР, МКИ3 О 01 К 27/26. Измеритель СЬК-параметров.

11.А. с. 1394357 СССР, МКИ4 Н02 М 3/335. Преобразователь переменного напряжения в постоянное.

12.А. с. 1327081 СССР, МКИ4 005 Р 1/56. Устройство для регулирования постоянного напряжения.

13.Алиев Т. М., Тер-Хачатуров А. А., Шекиханов А. М. Итерационные мето­

ды повышения точности измерений.— М. : Энергоатомиздат, 1986.— 148 с.

14.Альтшуллер Г. Б., Ефимов Н. Н., Шакулин В. Г. Экономичные миниа­ тюрные кварцевые генераторы.— М. : Связь, 1979.— 159 с.

15.Андреев О. С., Давимука С. А., Мелихов И. Б. Апертурные параметры устройств выборки и хранения и способ их измерения // Отбор и передача информ.: Сб. тр. физико-механ. ин-та АН УССР.— Львов, 1985.— № 71.— С. 39—43.

16.Антипов А. С., Асаевич Г. А. Коррекция нелинейности преобразования сопротивление-напряжение многофункционального измерительного прибора II Вести. Львов, политехи, ин-та. Техн. средства автоматизации измерений и упр. науч. исслед.— 1985.— № 198.— С. 3—6.

17.Антипов А. См Асаевич Г. А. Повышение точности дистанционного изме­ рения высокоомных активных сопротивлений // Контрол.-измерител. техника :

Респ. межвед. науч.-техн. сб.— Львов : Вища шк., изд-во при ЛГУ, 1981.— Вып. 30.— С. 23—32.

18.Антипов А. С., Асаевич Г. А. Снижение погрешности четырехпроводных структур дистанционного измерения низкоомных сопротивлений II Контрол,- измерител. техника : Респ. межвед. науч.-техн. сб.— 1985.— Вып. 37.— с. 3—8.

19.Баскаков С. И. Радиотехнические цепи и сигналы.— М. : Высш. шк.,

1983.— 536 с.

20.Бахтиаров Г. Д.г Мамро В. М. Аналоговые компараторы напряжения // Зарубеж. радиоэлектроника.— 1976.— № 6.— С. 28—61.

21.Беленький Б. И., Минц М. Б. Высокочувствительные усилители постоян­

ного тока с преобразователями.— Л. : Энергия.— Ленингр. отд-ние, 1970,—

384с.

22.Беркман Р. Ям Рахлин Л. И., Федотов В. М, Исследование работы схемы

возбуждения магнитных модуляторов феррорезонансным контуром // Геофиз. аппаратура.— 1977.— Вып. 62.— С. 29—28.

23. Бнлинский И. Я., Микельсон А. К. Стохастическая цифровая обработка непрерывных сигналов.— Рига : Зинатне, 1983.— 292 с.