книги / Элементы автоматики и счетно-решающие устройства

снизить дрейф нуля, надо рационально выбрать параметры вход­ ной схемы, и в особенности модулятора. Применяемые иногда схем­ ные способы автоматической компенсации дрейфа нуля обычно сильно усложняют усилитель.

Уровень внутренних шумов на входе усилителя определяется выбором параметров входной лампы (или полупроводникового триода) и полосы пропускания частот усилителя. Уменьшение по­ лосы пропускания частот, т. е. повышение избирательности усили­ теля, резко снижает уровень внутренних шумов. Для этого иногда применяют дополнительную отрицательную обратную связь между анодами двух каскадов в виде резонансного (двойного Т-образно­ го) фильтра, настраиваемого на частоту сигнала. Необходимо од­ нако учитывать, что повышение избирательности усилителя при­ водит к увеличению его постоянной времени, т. е. уменьшению быстродействия.

Помехи на входе усилителя, вызываемые внешними и внутрен­ ними электрическими и магнитными полями, а также колебаниями напряжения источников питания, весьма разнообразны и трудно поддаются учету. Для уменьшения их влияния требуется тщатель­ ный и рациональный монтаж, экранировка (особенно входных це­ пей), правильные заземления, питание накала ламп (особенно входной) постоянным током, высокая степень фильтрации анодного питания ламп (особенно входной) и т. п.

Для того чтобы исполнительный элемент реагировал на знак (фазу) входного сигнала, после усилителя перемешЛэго напряже­ ния устанавливают выходной фазочувствительный каскад (демо­ дулятор), питаемый переменным напряжением с частотой и фазой модулирующего напряжения. Фазовые сдвиги напряжения сигна­ ла, появляющиеся за счет реактивных элементов усилителя и его перегрузок, нарушают правильную работу фазочувствительного каскада. Сдвиги компенсируются введением регулируемых фазо­ сдвигающих контуров (рис. 2. 1, а), которые помещают либо между каскадами усилителя, либо в цепь напряжения питания модуля­ тора. При этом фаза модулированного напряжения сигнала регу­ лируется так, чтобы на выходе усилителя она совпадала (или была в противофазе) с фазой напряжения питания фазочувствительного каскада.

Из векторной диаграммы (рис. 2.1,6) легко определить, что фазовый сдвиг напряжения uv на выходе фазосдвигающего конту­

ра равен

(2.1)

и может регулироваться изменением R. Трансформатор в ряде слу­

чаев может быть заменен активным делителем.

При перегрузке, возникшей в каком-либо каскаде усилителя, межкаскадная емкость в положительные полупериоды напряжения сигнала заряжается за счет сеточного тока до высокого потенциала,

отрицательного по отношению IK сетке. Если после этого резко уменьшить входной сигнал, то сеточный ток прекращается, отри­ цательный потенциал межкаскадной емкости на некоторый интер­ вал времени запирает лампу следующего каскада и усилитель пе­ рестает работать. После того как потенциал сетки станет меньше потенциала запирания лампы, она начнет постепенно отпираться, а выходной сигнал увеличиваться до нужного значения. Этот эф­ фект нарушает правильную работу выходного исполнительного элемента, так как эквивалентен дополнительному фазовому сдвигу между напряжениями сигнала и питания фазочувствительного каскада.

5)

Рис. 2.1. Пример фазосдвигающего контура (а) и его вектор­ ная диаграмма (б)

Для устранения этого эффекта следует использовать межкаскадные ограничители сигнала. Наиболее простой способ — включе­ ние ограничивающих сопротивлений в сеточные цепи — дает слиш­ ком высокий уровень ограничения. Более рационально устанавли­ вать двусторонние диодные ограничители (рис. 2.2). При ампли­ туде входного сигнала— U2<Um<Ui оба диода заперты и при до­

статочно большом обратном сопротивлении диодов напряжение на выходе

(2. 2)

пропорционально входному. Если Um>U\ или t/m< — U% то отпи­ раются соответственно диод Д { или Д 2, шунтируя сопротивление на­ грузки / ? у , т. е. ограничивая ивых. Уровень ограничения определя­ ется величиной U\ и U2 опорных напряжений при условии, что до­ бавочное сопротивление R0 значительно больше, чем сопротивление диода Яд в проводящем направлении. Величина R0 не должна быть,

однако, слишком большой, так «ак в этом случае будет значитель­ но уменьшаться выходной сигнал, определяемый до области огра­ ничения формулой (2.2). Для получения симметричного с обеих сто­ рон ограничения напряжения U\ и U2 регулируются при настройк6,

так как характеристики диодов могут иметь значительный разброд а делитель R—R должен быть по возможности низкоомным.

При очень больших входных сигналах уровень ограничения не­ сколько повышается за счет падения напряжения 0 Д на прямых

сопротивлениях диодов. Пренебрегая внутренним сопротивлением источников опорных напряжений и полагая U \^U 2 =Ui, получим

уровень ограничения

при R x « R r

По этой формуле при заданных остальных параметрах можно опре­ делить минимально необходимую величину RQ.

Рис. 2.2. Двусторонний диодный ограничитель

Если в качестве исполнительного элемента используется элек­ тродвигатель переменного тока (обычно двухфазный асинхрон­ ный), то выходным каскадом усилителя могут служить фазочув­ ствительные схемы (фазовые дискриминаторы), представленные на рис. 2. 3.

Схема рис. 2. 3, а при отсутствии входного сигнала их представ­

ляет собой двухполупериодный выпрямитель, так как в течение каждого из полупериодов напряжения питания по обмотке управ­ ления ОУ электродвигателя ЭД протекают в одном направлении одинаковые по амплитуде анодные токи ламп Л i и Лг. Как извест­ но, двухполупериодный выпрямленный ток не содержит основной гармоники, а вторая и более высокие гармоники отводятся соответ-

ственно подобранным конденсатором С. Поэтому электродвигатель*

нике трансформатора наводит во вторичной обмотке э. д. с., фЗзэ и амплитуда которой определяются фазой и амплитудой сигнала. Выходной трансформатор требуется только при согласовании вы­ ходного сопротивления фазочувствительного каскада с сопротивле-

нием (обычно небольшим) управляющей обмотки электродвига­ теля. При помощи конденсатора С компенсируется реактивная составляющая тока в управляющей обмотке так, чтобы создать чисто активную нагрузку трансформатора. Для создания резонанса токов величину емкости выбирают из соотношения

где R3— активное сопротивление управляющей обмотки электро­

двигателя;

La — индуктивность управляющей обмотки.

Подробно работа фазочувствительных каскадов на электродви­ гатель переменного тока анализируется в книге Д. Е. Полонникова *.

В рассмотренных схемах для увеличения выходной мощности можно использовать параллельное включение нескольких ламп. При необходимости аналогичные схемы (рис. 2.3, в) могут строиться и на полупроводниковых триодах **, причем в этом случае в кол­ лекторных цепях должны быть диоды для срезания отрицательных полуволн питающего напряжения, для которых переходы эм иттерколлектор полупроводниковых триодов являются практически ко­ роткозамкнутыми участками.

2Л . 2. Модуляторы и входные схемы

Для модуляции входных сигналов в приборной автоматике наиболее часто используют контактные модуляторы (вибропреоб­ разователи) и модуляторы на полупроводниковых триодах, обла­ дающие наилучшими характеристиками.

Контактные модуляторы могут обеспечить очень высокое вход­ ное сопротивление при очень незначительном (порядка микро­ вольт) дрейфе нуля, поэтому они применяются для модуляции очень малых сигналов. Их основные недостатки — ограниченный диапазон частоты модуляции (до 200—500 гц), ограниченный срок

службы и необходимость периодической регулировки.^Модуляторы на полупроводниковых триодах лишены этих недостатков, но не могут обеспечить столь высокого входного сопротивления, как кон­ тактные, и имеют значительно больший дрейф нуля (десятки ми­ кровольт) .

Типовая конструкция контактного модулятора показана на рис. 2. 4. Стальной якорь 3, укрепленный на плоской пружине 2 в поле катушки возбуждения 4, вибрирует с частотой, питающей

катушку сети (синхронизация осуществляется постоянным магни­ том 5) и поочередно замыкает подвижный контакт К с неподвиж­

* См. сноску на стр. 40.

** Ю. И. Конев, Полупроводниковые триоды в автоматике, изд. «Совет­ ское радио», 1960.

ными Кл и /Сп, коммутируя подведенный постоянный сигнал. Кон­ тактные зазоры регулируются винтами 1. Кожух 6, изготовленный

из магнитно-мягкого материала, одновременно является магнит­ ным экраном.

Отечественная промышленность выпускает некоторые типы кон­

и токов /0) дает последовательно-встречное включение двух одина­ ковых триодов с общим коммутирующим напряжением, образую­ щих в этом случае один ключ с симметричными характеристиками (рис. 2. 6, а). Однако полной компенсации токов /0 в данном случае не наблюдается из-за сильной зависимости величины i0 от темпера­

туры окружающей среды. С этой точки зрения целесообразно в ка­ честве ик использовать напряжение в виде однополярных положи­

тельных импульсов, получаемое, например, при помощи включения диодов в цепь синусоидального напряжения. Обратное сопротив­ ление полупроводникового триода остается достаточно вьюжим

При создании двухпозиционного ключа (переключателя), ана­ логичного контактному модулятору, используются двухтактные модуляторы (рис. 2.6,6), в которых каждая пара триодов исполь-

Рис. 2.5. Полупроводниковый триод в режиме ключа (а), эквивалентная схема (б) и график напряжения на нагрузке (в)

зуется как поочередно работающие ключи. Такие модуляторы при­ меняют в автоматике для создания модулированной разности основного сигнала Ux и компенсирующего сигнала UK0M.

Входные схемы (включая модулятор) усилителей делят на трансформаторные и бестрансформаторные. Трансформаторные схемы позволяют разделить цепи входного сигнала и усилителя,

Рис. 2.6. Модуляторы на полупроводниковых триодах

а также получать очень малые пороги чувствительности (порядка микровольт). Основным их недостатком является относительно низ­ кое (до десятков килоом) входное сопротивление. Такие схемы при­ меняют в основном для источников малых сигналов с относительно

малым внутренним сопротивлением (порядка десятков и сотен ом)- Бестрансформаторные схемы проще и позволяют получать очень высокое (до сотен Мом) входное сопротивление усилителя.

трансформатора, служащий для ослабления влияния внешних электромагнитных полей. Выходная обмотка трансформатора при помощи конденсатора С настраивается в резонанс с частотой пи­

тающей сети, на которой и работает последующий усилитель на­ пряжения. Наводки с частотой сети соо (пунктирные кривые на рис. 2. 7, б и в) после модуляции с той же частотой имеют удвоен-

Рис. 2.7. Трансформаторная входная схема

ную частоту и поэтому на работу усилителя напряжения не ока­ зывают существенного влияния. В большинстве случаев частота сети равна 50 гц и для модуляции может с успехом использоваться

контактный модулятор М. За счет добавочного сопротивления можно неоколько повысить общее входное сопротивление схемы, однако при этом соответственно уменьшается ее коэффициент пе­ редачи.

Можно показать, что для трансформаторной схемы среднее за период входное сопротивление равно

а общий коэффициент передачи для действующего значения первой гармоники выходного сигнала

где Ra— активное сопротивление контура, образованного транс­

форматором и конденсатором С;

п = — — коэффициент передачи трансформатора.

Ri — сопротивление потерь в стали и активном сопротивлении

первичной обмотки.

Две наиболее часто применяемые бестрансформаторные схемы показаны на рис. 2. 8. Если выбрать достаточно большую постоян­ ную времени x=CRy входной цепи, то при переключении контактов

модулятора М импульсы тока через конденсатор С, а значит, и на­ пряжение Uy на входе уоилителя напряжения имеют практически

прямоугольную форму.

В схеме рис. 2. 8, а конденсатор С заряжается напряжением сиг­ нала Ux, а разряжается на землю. Следовательно, выходные им­

пульсы относительно земли усилителя имеют амплитуду, равную {/*. и постоянную полярность, определяемую полярностью 0 Х. После включения Ux средний потенциал конденсатора С устанавливается