книги / Математические модели элементов интегральной электроники
..pdfметры могут быть измерены [51, 52] либо выражбнЫ через электрофизические и геометрические параметры транзистора [53].
Сравнивая выражения (3.55), (3.56) с соответствую щими выражениями модели управления зарядом (3.50), (3.51), видим, что в модели Агаханяна изменение на капливаемых у р—м-переходов зарядов пропорциональ но не только токам через переходы, но и их произ водным.
Модель Агаханяна за счет дополнительных парамет ров (постоянной накопления тн н времен задержки t3N и Г3/) более точно по сравнению с тремя «классически ми» моделями описывает переходные процессы в режи ме насыщения и в области малых времен активного режима работы транзистора. Точность моделирования динамических .параметров переключательных ИG (вре мен нарастания фронта и задержек) составляет 5— 10%• Статистические характеристики моделируются с той же точностью, что и в ранее рассмотренных мо делях.
Недостатками модели являются более высокая слож ность выражений, описывающих переходные процессы, и необходимость дополнительных преобразований для применения в автоматизированных программах анали за ИС.
Наличие в модели элементов задержки, характери зующихся величинами t3N и *3/, осложняет программи рование и увеличивает требуемый объем памяти ЭЦВМ, что особенно заметно при расчете сложных многокомпо нентных схем.
Менее точной, однако более приспособленной для расчетов на ЭЦВМ, является так называемая модель первого порядка [55], которая получается из модели Агаханяна, если в уравнениях (3.55) и (3.56) положить t3N—t3i = 0t а постоянную времени тп определить выра жением (3.61). В отличие от других моделей, эта модель описывается не двумя дифференциальными уравнения ми, а одним дифференциальным и одним алгебраиче ским уравнением
^ + £ - ! ^ [ - * ^ + ' . . + ^ т г - ] ! = о . <3-»»
<7«- |
XttlV |
T,l (I — V » ;) — ХвЛ, |
WKO |
- х |
|
= 0 , |
(3.60) |
|
где |
|
|
|
Т=н = |
х аЛ/ + х а / + U xg/V ~ ~ x g / ) 2 + 4 т а 1 Ха/У а 7а /У 1 > /2 |
(3.61) |
|
2 (1 — a;a/v) |
|||
|
|
Уступая модели Агахаияна в точности описания пе реходных процессов в активной области, модель первого порядка позволяет заметно уменьшить занимаемый объем памяти машины и в несколько раз сократить за траты машинного времени.
Поскольку уравнения (3.55), (3.56) и (3.59) содер жат одновременно производные по времени не только зарядов, но и токов через переходы, то модель Агаханяна и модель первого порядка не приспособлены для используемых обычно методов автоматического форми рования систем уравнений в программах машинного анализа схем. Способы анализа схем, модели компонен тов в которых описываются уравнениями вида (3.55), (3.56) и (3.59), рассмотрены в [54].
Модель Агаханяна с успехом может быть использо вана для моделирования быстродействующих полупро водниковых приборов и электронных схем на аналого вых вычислительных машинах [56].
Обобщенная модель управления зарядом (модель Гуммеля — Пуна) [23]. В модели используется новое обобщенное соотношение управления зарядом, которое позволяет выразить ток, передаваемый от эмиттера к коллектору /кк через напряжения на р—я-переходах Ud и UKи общий заряд в базе Qe [57]:
/кк = / 5^ - [ е Хр ( ^ - ) |
- е х р ( - ^ )]= Я [ /„ - /,] , (3.62) |
где |
|
Х==Ж ; |
1» = 1 * [ ехр( 'ь г) ~ * ] ; |
фбо—заряд базы при нулевых смещениях на переходах; Is — ток «отсечки».
Соотношение (3.62) получено на основе решения уравнений непрерывности и переноса тока без исполь зования аппроксимаций низкого уровня инжекции. Бла годаря тому, что в нем используется интегральный
1 3 2
параметр (заряд в базе QG), в модеЛи удаётся в достаточно простой и компактной форме, учесть эффекты модуляции проводимости базы, модуляции ширины ба зы (эффект Эрли), вытеснения базы в область коллек тора (эффект Кирка).
Общий заряд в базе может быть представлен как сумма заряда при нулевых смещениях на переходах, заряда, накапливаемого на барьерных емкостях, и за
ряда, который обусловлен переносом токов /Л* и |
//: |
|||||
Qe = Qfiо С9 бар ((^э) U9 |
бар (^к) £Лс |
|
||||
|
+ |
N+ |
ЛЛ///, |
|
(3.63) |
|
где тN и Xi — нормальная и |
инверсная |
диффузионные |
||||
постоянные |
времени; |
В — коэффициент, |
учитывающий |
|||
эффект расширения базы в область коллектора |
[59]. |
|||||
Эффект |
расширения базы |
в |
коллекторную |
область |
имеет место при токах коллектора, превышающих зна чение
/кМ =л9([/ок-UK)lpKWKi |
(3 .6 4 ) |
где Ло— площадь эмиттера; рк—удельное |
сопротивле |
ние эпитаксиального слоя коллектора; WK—ширина высокоомной области коллектора; UQk— внутренний по тенциал коллекторного р—/г-перехода.
Для токов коллектора /1(< /км эффективная ширина базы WQафф равна металлургической ширине WQ. Для токов /к> / км величина ИРоофф вычисляется по формуле
W 6a^ |
= |
W 6 + |
W K \ \ - (/км//к)]. |
Коэффициент |
В, |
учитывающий вытеснение базы |
|
в коллектор, определяется |
следующим образом: |
В= (№б т 1Щ 2-
Вмодели используется следующее выражение, аппро ксимирующее зависимость коэффициента В от тока /к и напряжения UK:
[У *в+ гр—1в]Пр |
V |
(3.65) |
4 [(/K ^ /Q co )2 + Гр] |
I |
|
где
iB= О«V^®°) "Ь (^ок ~ U*)/Uгр\
Urp — величина, равная паДенйю напряжения на сопро тивлении коллекторной области от «протекания» услов ного тока / * K = Q W T JV ; rw=WKIW6\ гр — параметр, ха рактеризующий крутизну пологого участка зависимости времени пролета через базу %d=dQb!dIK.при UKa= const
ТЛ-10~Ю%С |
f r f q |
Рис. 3.20. Зависимость времени пролета носителей заряда через базу от тока коллектора.
Рис. 3.21. Зависимость граничной частоты /т от тока коллектора.
от тока коллектора рис. 3.20; пр— показатель, характе ризующий спад зависимости граничной частоты fT в об
ласти |
больших токов коллектора |
(рис. 3.21). |
Как пра |
||
вило, |
пр> 2. Для низких |
уровней |
инжекции |
В= 1, для |
|
высоких В > \. |
|
|
|
|
|
Ток базы транзистора обусловлен рекомбинацией и |
|||||
изменением заряда Q G в о времени |
|
|
|||
|
/б = /рекН |
jg- (Са бар^э~\~ Ск бар//к |
|
||
|
+ |
^ Л |
+ Лт///)- |
|
Ток рекомбинации /рек складывается из эмиттерной /бэ и коллекторной Лзн составляющих, каждую из ко торых удобно представить в виде суммы экспонент с «идеальными» и «неидеальными» показателями:
/рек= /бэ_1- /бкг
где
/ .. = / ,[ « » ( ■ £ - ) - ! ] + / . [ « , , ( 3 - ) - i]i
] + ' • [ « ■ » ( * ■ ) - ' ] • |
, 3 ' 6 7 ) |
Токи через выводы эмиттера и коллектора в стати ческом режиме определяются следующими выраже ниями:
/э = |
/к к |
Asat |
(3.68) |
/к = |
/кк~|“ /бк- |
(3.69) |
Используя (3.66), (3.67) и (3.62), получим следующие выражения для токов эмиттера и коллектора:
|
|
|
/»= |
— 1 f 1 + -р^-] ^лгМЛ- |
|
(3.70) |
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(3.71) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(3.72) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(3.73) |
Выражения (3.70) —(3.73) |
|
11— |
|
|
|
||||
являются |
математическим |
— |
------- 11------- |
||||||
описанием |
эквивалентной |
|
Сэдиф |
^кдиф |
|
||||
схемы рис. 3.22 в статиче |
|
it |
|
|
|
||||
|
II |
|
|
|
|||||
ском |
режиме. В динамиче |
|
W |
СнШ |
!*_ |
||||
ском |
режиме |
параллельно |
э |
и |
|
|
Н |
||
р—a-переходам в эквива |
|
о |
|
||||||
лентную схему включаются |
----- У |
|
|
||||||
барьерные и диффузионные |
|
|
5 ьIs |
|
|
||||
емкости [60]. |
для |
диффузи |
|
Х'< |
|
|
|||
Формулы |
Рис. 3.22. Эквивалентная схема |
||||||||
онных |
емкостей могут быть |
||||||||
получены, |
если |
продиффе |
обобщенной |
• модели |
управле |
||||
ния |
зарядом. |
|
|
||||||
ренцировать |
заряды, обу |
по напряжениям |
на |
пере- |
|||||
словленные |
токами /JV и 7j, |
||||||||
ходах |
|
|
С9дИф — d (бЯтдг/д,)/dU9i |
|
|
(3.74) |
|||
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
(3.75) |
При высоких уровнях тока эффект вытеснения базы в коллекторную область вызывает увеличение эффек тивной постоянной времени BXN в выражении (3.74) для диффузионной емкости СЭДиф, поскольку £>1.
Обычно зависимость барьерной емкости р - п - пере хода от напряжения но всех моделях описывается вы
ражением (3.23). Использование выражения (3.23) свя зано с той трудностью, что когда значение напряжения на переходе приближается к t/о, значение емкости устремляется к бесконечности. Поэтому обычно значе ние и 0 умышленно выбирают превышающим наиболь шее ожидаемое напряжение на переходе. Однако при этом ухудшается точность вычисления емкости при пря мых напряжениях смещения.
В рамках рассмотренной модели получено модифи цированное выражение для барьерной емкости [61]
с ,( * ) = - |
+ |
1‘ п 1- fl |
Н \ |
г (3,76) |
|||
|
|
h |
x\ + h У |
где xx = U%IU0%— 1; 8 = 5, К; CG%, UQV bv 6^ — параметры
аппроксимации, определяемые на основании данных экспе римента. Обычно значения Ьх лежат в пределах 10"»—
10“ а.
Для обратных и малых прямых напряжений форму лы (3.23) и (3.76) дают незначительно различающиеся результаты, однако, при = значение емкости,
вычисленной по формуле (3.76), остается конечным и равным
С{ = < У (1 - 0 Е) Л /2 |
(3.77) |
Формула (3.77) определяет максимальную величину емкости; при напряжениях, превышающих Uov емкость
Рис. 3.23. Зависимость барьерной емкости эмиттерного перехода от напряжения:
------------результаты |
аппроксимации по |
|||
формуле |
( 3 . 7 |
6 ) ; |
-------- по |
форму |
ле (3.23); |
9 0 # |
измеренные |
значения |
|
[61] . |
|
|
|
|
уменьшается (рис. 3.23). По сравнению с дру
гими моделями обобщен ная модель управления зарядом позволяет более точно учесть ряд паразит ных эффектов. Например,
сопротивление |
базовой |
|||
области, |
которое |
в |
боль |
|
шинстве |
моделей |
посто |
||
янно, |
в |
обобщенной за |
||
рядоуправляемой |
модели |
|||
является |
функцией |
заря |
||
да <2б |
Гб бпас Гбо (<2бо/<2б), |
|||
Гб б = |
||||
|
|
|
|
(3.78) |
где ^бб пас — сопротийлейие |
пассивных |
областей |
базы; |
^во ( Q GO/ Q S ) — сопротивление |
активной |
области |
базы |
сучетом эффекта модуляции.
Сучетом паразитных сопротивлений диффузионных областей модель транзистора содержит 26 независимых параметров, которые по способу их экспериментального определения делятся на следующие группы: (Соэ, £Аэ,
0а» Ьэ, Сок, UOK, Э к , ^к)» |
('Е д г , |
TJ) ; (A, Обо, А, А, А, А, |
m9i m„); (UrPi rw, rp, лр) |
и |
(Гббпас, гбо, гээ, г„„). Мето |
дика определения параметров обобщенной модели управления зарядом на основе результатов электриче
ских |
измерений |
отличается от |
методик, принятых |
||||||
в большинстве других известных моделей. |
|||||||||
па |
Модель Гуммеля—Пу |
|
|
||||||
позволяет |
в |
физиче |
|
|
|||||
ском |
виде |
учесть |
.ряд |
|
|
||||
важных |
эффектов, |
свой |
|
|
|||||
ственных реальным тран |
|
|
|||||||
зисторным |
структурам, |
|
|
||||||
которые |
вообще |
не учи |
|
|
|||||
тываются |
в классических |
|
|
||||||
моделях |
Эберса—Молла, |
|
|
||||||
Линвилла |
и управления |
|
|
||||||
зарядом. К таким эффек |
|
|
|||||||
там |
относятся |
уменьше |
|
|
|||||
ние коэффициента переда |
Рис. 3.24. Зависимость статическо |
||||||||
чи по току |
|3дг |
(рис. |
3.24) |
||||||
и |
граничной |
частоты fT |
го коэффициента усиления по то |
||||||
ку i|3 лг |
от тока коллектора. |
||||||||
рис. |
3.21) |
при |
больших |
|
|
значениях тока коллектора, конечная выходная про
водимость |
транзистора |
и |
ее |
зависимость |
от |
величи |
||
ны тока |
базы |
(рис. |
3.25), |
зависимость |
барьерной |
|||
емкости |
переходов от напряжения (рис. 3.23), |
отклоне |
||||||
ние зависимости IK=f(UD) (рис. 3.26) от |
идеального |
|||||||
закона |
и |
ряд |
других |
эффектов *>. Благодаря этому |
||||
модель |
Гуммеля — Пуна |
обеспечивает очень |
хорошую |
точность моделирования статических и динамических характеристик транзисторов [62]. Модель справедлива до частот переключения (0,1—0,2)/г*
*> Модель, учитывающая эффект лавинного умножения носите лей заряда в коллекторном р—л-переходе и влияние паразитных емкостей и проводимостей пассивных областей базы и коллектора, приведена в [62],
Заметим, что по своей структуре эквивалентная схема рис. 3.22 аналогична эквивалентной схеме рис. 3.11 передаточного варианта модели Эберса — Мол ла, однако токи через ее элементы о-писываются други ми выражениями. Нетрудно видеть, что модель Эбер са — Молла является частным случаем обобщенной мо дели управления зарядом, который соответствует низ кому уровню инжекции (Л,= 1 и В= \) в предположении, что токи /бэ и /бк представляются в выражениях (3.66) и (3.67) только экспоненциальными членами с «идеаль ными» показателями.
Рис. 3.25'. Выходные характеристики транзистора, рассчнтанные по модели Гуммеля— Пуна.
Рис. 3.26. Зависимости токов коллектора и базы от напря жения на эмиттерном переходе.
Следует, однако, отметить, что определение парамет ров модели Гуммеля — Пуна связано с известными трудностями. В частности, возникает необходимость в создании ряда специальных программ, реализующих нелинейную .процедуру определения параметров модели по методу наименьших квадратов [62, 63]. Модель используется в программе анализа нелинейных электри ческих цепей CIRPAC [49].
Модели IBIS (для статистического режима) и BIRD (для динамического режима) являются развитием моде ли Эберса —Молла для двумерных транзисторных структур [12]. Они позволяют учесть двумерные эффек ты вытеснения тока эмиттера, поверхностные явления у эмиттерного и коллекторного р—п-переходов, влияние пассивных областей базы и коллектора.
На рис. 3.27 изображен электрический аналог дву мерной структуры .планарного биполярного транзисто ра, используемый в моделях IBIS и BIRD. Диоды Ms и Д'е отражают поверхностную рекомбинацию соответ ственно у эмиттерного и коллекторного переходов. Транзистор Т моделирует перенос носителей заряда в активной зоне в глубь диффузионной структуры от
Пассивная Активная
Рис. 3.27. Электрический аналог двумерной структуры планарного биполярного транзистора, используемый в моделях IBIS и BIRD, Рис. 3.28. Эквивалентная схема модели BIRD.
эмиттера к коллектору, а диод Дб учитывает падение напряжения на сопротивлении активной области базы от протекания продольного (вдоль поверхности эмитте ра) тока базы. Диод Д'г учитывает влияние пассивной области транзистора; г„„ — сопротивление тела коллек тора, которое существенно, когда коллекторный переход смещен в прямом направлении.
Двумерной структуре рис. 3.27 соответствует эквива лентная электрическая схема, приведенная на рис. 3.28 *>. Элементы эквивалентной схемы для п—р—гс-транзисто- ра описываются следующими выражениями: **>
/* ,= /., [ехр(£/в, 9/?г) - П, |
(3.79) |
/*»— /•« [ехр (£/в, „,/<рг) — 1], |
(3.80) |
*> Токи поверхностной рекомбинации практически безынерцион ны, поэтому диоды Дв и Д'Бв эквивалентной схеме не зашунтирова-
ны емкостями.
**> Величины, соответствующие активной области транзистора, отмечены в формулах звездочкой.
|
/•«==/* [exp(t/ee,/*r) - |
1], |
(3.81) |
|||
|
! s = lost e x P P t»l ns<fj) - |
1 ], |
(3.82) |
|||
|
|
|
|
|
1 |
| . (3.83) |
|
|
|
|
|
|
.1 |
|
|
Л oi — (X*//02» |
|
(3.84) |
||
|
1 |
«*/(!-«*/) - u % |
|
(3.85) |
||
|
Ri |
|
<?r |
|
|
|
|
1 _ |
«%(!— %) -X J \, |
(3.86) |
|||
|
R2 |
|
VT |
|
|
|
|
Гк к = |
Гко [1 + |
(/*б//об)1 |
|
(3.87) |
|
|
|
Н - а к к е х р ( - 6 /э к , / ?г) |
|
|||
В статическом режиме модель описывается |
13 неза |
|||||
висимыми параметрами: a*N, |
а*/, Ли, /os, fts, |
/'os, ft's, |
||||
/'02, /Об, ^э, |
^к» Гко, СГКк* |
и |
инверсный коэффициенты |
|||
aV, а*/ — нормальный |
||||||
переноса |
носителей |
через |
активную |
область базы. Эти |
параметры характеризуют внутренние усилительные свойства транзистора и не могут быть непосредственно измерены на выводах прибора.
/oi —обратный тепловой ток диода Д\: |
|
|||||
/м — |
,Г ____ £L |
|
Dn |
(3.88) |
||
* ( эмиттер |
MA(x)dx |
|
|
|
||
|
f |
Г дга (х) |
|
|||
|
J |
J- 3 |
* |
*1 |
г |
! |
|
|
B I |
||||
Из равенства |
(3.84) можно определить |
одну |
из входя |
щих в него величин, если известны три остальные, на пример, /02 по точно вычисленным параметрам /01, a*N и a*j. Выражение, связывающее значение /02 с парамет рами структуры транзистора, имеет вид
/ 02 = Лэ<7Л*| |
|
Рр |
|
(3.89) |
коллектор |
|
|||
[ |
J |
ЛГд(*)4* |
|
|
|
|
|
|
|
и может быть использовано для проверки условия |
|
|||
а у . , д |
вУ" = |
*д,< Уб |
------ |
(3.90) |
|
|
J |
Л^а (х) Д* |
|