книги / Математические модели элементов интегральной электроники
..pdfтериын изгиб эквипотенциален электростатического по тенциала на участке под площадью эмиттера (рис. 2.18) является наглядным подтверждением эффекта расшире ния базы в коллекторную область, известного под назва нием эффекта Кирка.
Исследования и расчеты, проведенные в работе [26] для различных полупроводниковых структур, показали,
Рис. 2.19. |
Зависимость |
макси |
Рис. |
2.20. |
Максимальная |
абсо |
||||
мальной |
относительной |
ошиб |
лютная |
ошибка, |
возникающая |
|||||
ки, возникающей при решении |
при |
решении |
системы уравнений |
|||||||
линеаризованного |
уравнения |
(2.91)— (2.93) |
при |
различных на |
||||||
Пуассона |
методом |
последова |
пряжениях |
на |
эмиттерном |
пере |
||||
тельной верхней релаксации, от |
ходе: |
|
|
; -----------и к |
|
|||||
числа итераций. |
|
|
---------£/к « |
- 0.5 |
В |
3 В. |
что итерационная схема обеспечивает хорошую сходи мость для структур, линейные размеры которых не пре вышают 100 мкм. Для приборов с размерами порядка 100 мкм и более, характеризующихся рекомбинацией в диффузионных областях, метод обеспечивает медлен ную сходимость.
При решении уравнения Пуассона (2.91) и уравнений непрерывности (2.92) и (2.93) для оценки сходимости численного метода на каждом шаге итерации прове ряется относительное и абсолютное изменение перемен ных во всех точках двумерной сетки. На рис. 2.19 при ведены зависимости максимальной относительной ошиб ки, возникающей при расчете электростатического потенциала пс\ рекуррентной формуле (2.95), от количе ства итераций.
Рисунок 2.20 иллюстрирует сходимость внешнего цик
ла |
= ‘р^Т1) +S<p]A“ ,) при различных значениях напря |
жений на р—/г-переходах. Из рисунка видно, что при увеличении значений UDи UK сходимость итерационно го процесса ухудшается. Лучшую сходимость по срав нению с рассмотренным методом обеспечивают гради
ентные методы. Однако их применение при решении ко нечно-разностных уравнений (2.96), (2.97) связано с большими затратами машинного времени и объема па мяти даже для наиболее быстродействующих отечест венных ЭЦВМ типа БЭСМ-6 и ЕС-1040.
Значительная экономия объема памяти и времени счета ЭЦВМ по сравнению с методом конечных разно стей может быть, по-виднмому, достигнута при исполь зовании метода прямых [29]*).
Важной проблемой является выбор оптимальной сет ки разбиения пространственной структуры, которая обес печивает необходимую точность численных методов при минимальном количестве узлов. Способ разбиения зави сит от конкретной структуры прибора и его характери стик. Рекомендуется более частую сетку наносить в об ластях, которые характеризуются высокими градиента ми концентрации примеси и большими плотностями тока (например, в местах р—п-лервходов или на краях эмит тера).
Заметим, что не всегда следует стремиться реализо вывать максимально возможный размер сетки. В этом отношении показательны результаты, приведенные в [26]. Уменьшение количества узлов сетки от 729 до 400 (рис. 2.21) при решении уравнений непрерывности при вело к незначительным изменениям (менее чем на 5%) в значениях концентрации носителей и электростатиче ского потенциала. Однако, если число узлов уменьшить до 247, разница в значениях этих величин составляет 20%, а в некоторых точках доходит до 100%. При этом разница в значениях тока вольт-амперной характери стики /к=/(£/э) при UK=const для всех способов раз биения не превышает 1%, в то время как значение ба зового тока для сетки в 247 узлов отличается от двух предыдущих (729 и 400 узлов) приблизительно на 20%.
*) Исчерпывающие сведения по используемым в настоящее вре мя численным методам расчета двумерных полупроводниковых струк тур читатель найдет в [45—47].
Количество узлов при решении уравнения Пуассона для всех трех вариантов было одинаковым и равнялось 1886. Представляет интерес сравнить электрические ха рактеристики транзистора, полученные в результате рас чета системы уравнений (2.91) —(2.93) для одно- и дву мерного случая. Результаты моделирования параметра
База Эмиттер
Uy<*58
|
|
0,1 |
0,2 |
OJfaА/см |
|
Рис. 2.21. Пространственная сетка |
Рис. 2.22. Зависимость граиич- |
||||
16X25 при численном |
решении |
ной частоты fт от тока коллек- |
|||
уравнений непрерывности. |
тора, полученная |
с |
помощью |
||
|
|
одномерной |
(---------- ) |
и дву |
|
|
|
мерной (---------) моделей. |
|||
fT = (l/ojt) (dIJdQp) |
приведены |
на рис. 2.22. При |
низких |
уровнях тока значения, полученные с помощью двумер ной модели, оказываются меньше, чем с помощью одно мерной, из-за влияния дополнительной емкости боковых стенок эмиттера. На высоких уровняех тока более мед ленный спад /т для двумерной модели объясняется влия нием эффекта вытеснения тока эмиттера.
2.3. Моделирование трехмерной структуры
Электрические характеристики планарных транзисторов и ком понентов ИС в значительной степени определяются их топологией, т. е. конфигурацией и геометрическими размерами областей эмитте ра, базы, коллектора и омических контактов в плоскости кристалла YZ. Под действием внешних напряжений, приложенных к контактам, носители заряда перемещаются в глубь структуры в направлении х и растекаются по диффузионным областям в направлениях у и z. Двумерные модели, рассмотренные в § 2.2, обеспечивают необходи мую точность расчетов лишь в тех случаях, когда эффектами от протекания тока вдоль координаты z можно пренебречь. Такое до пущение справедливо для структур, геометрические размеры кото рых вдоль оси z намного больше, чем вдоль оси у. Как правило, размеры компонентов ИС в направлениях у и z соизмеримы, поэто му уравнения (2.84)— (2.88) следует записать для трехм^чого слу чая, положив
V 2.= дЦдх* + д*/ду2 + d*/dz*.
Однако решение такой задачи чрезвычайно громоздко и нахо дится за пределами возможностей наилучших по быстродействию и объему памяти современных ЭЦВМ. Для упрощения задачи сделаем ряд допущений.
1.Глубины р—л-переходов намного меньше размеров диффу зионных областей в плоскости YZ.
2.Краевыми эффектами у боковых границ р—л-переходов пре небрегаем.
3.Перенос неосновных носителей через базу в коллектор осу ществляется только в направлении х.
4. Токи неосновных носителей заряда в направлениях у и z в областях базы и коллектора пренебрежимо малы, а токи основных носителей определяются только дрейфовыми составляющими.
5. Транзистор работает в квазистатическом режиме.
При таких допущениях от трехмерной задачи можно перейти к двумерной. Проинтегрировав трехмерную систему уравнений по х
в пределах |
от Xi до х2, получим, что распределение потенциала |
Ф(yf z, t) |
в диффузионном слое описывается уравнением вида |
где jрек (У, 2 , t) = q \ gdx — плотность тока генерации-рекомбнпа-
ность заряда основных |
носителей; |
C(y) = dQ(y, г, t)/dy — удельная |
||||
емкость |
диффузионного |
слоя; |
|
|
||
р (у, |
z) = |
\Гq Iр |хр (х, |
у , |
г) р (х, у, |
z, t)dx 1I " — поверхностное |
|
противление диффузионного слоя ^-типа |
(аналогичное выражение мо |
|||||
жет быть записано для слоя л-типа). |
|
|||||
В |
интегральном транзисторе (рис. |
2.1) можно выделить харак |
терные области, отличающиеся формой профиля примеси, а следо
вательно, и величинами |
удельных сопротивлений |
диффузионных |
|||||
слоев. Область |
/ — активная |
область |
транзистора |
под эмиттером. |
|||
Область I I — пассивная |
область вне |
площади |
эмиттера. |
Область |
|||
III — периферийная область вне площади базы. |
|
|
|
||||
Учитывая, |
что сумма |
отдельных токов |
в |
правой |
части |
уравнения (2.98) равна общему току, инжектируемому в диффузион ную область р—л-переходами, уравнения, описывающие распределе ния потенциалов в базе и коллекторе, можно привести к виду*):
*) Выражения (2.99) — (2.103) записаны для схемы включени транзистора, в которой подложка объединена с эмиттером.
а) для активы и области транзистора
V V ’ бэ = р'б[ 0 - а'дг) 7'э + 11 - а',) /'к + С'э |
+ |
С'к |
] . |
||
|
|
|
|
|
(2.99) |
VY6K = р'к [ - / ' « + « V ' » - (С'к + |
С'„) ^ р + с ' п ^ р ] ; |
||||
|
|
|
|
|
(2. 100) |
б) для пасси иых областей |
вне площади эмиттера |
|
|
||
у у 'б э = Р"б ^"к+ С"к^ ^ у |
|
(2.Ю1) |
|||
у У 'в к = р " к [ - 1 " к- ( С " к+ С " п ' ^ р + Сп |
|
(2.102) |
|||
в) для периферийных областей вне площади базы |
|
|
|||
У 2¥"'бк= р"'кС'"п- ^ ( / " 6э - ¥"'вк). |
|
(2.ЮЗ) |
|||
В выражениях (2.99)— (2.103) |
приняты |
следующие |
обозначения: |
||
Фс э {у, г, /), фбн(#, 2, t ) — потенциалы |
базы |
относительно |
эмит- |
териого и коллекторного контактов; /э(г/, 2, i) = / о0[ехр |(фс э//Иэфг)—
—1]» /к (У, |
2, |
/) =/|<о{ехр(срб ц//71кфг) —1] — плотности |
токов |
эмит- |
|||
терного и |
коллекторного р—/i-переходов; |
/эо, /ко — удельные |
обрат |
||||
ные токи |
р—/i-переходов; |
тэ, т к — масштабные |
коэффициенты |
||||
р—//-переходов; рс{у, 2, фоэ), рк(у, |
2, ф ок)— поверхностные со |
||||||
противления |
диффузионных |
слоев |
базы |
и коллектора; Сэ'(фбэ), |
Ск(Фо к), Сп(фк п) — удельные емкости переходов Э—Б, Б—К, К—Я соответственно, включающие в себя барьерные и диффузионные со
ставляющие; |
а'*т, a'i — нормальный |
и инверсный коэффициенты |
||
переноса носителей через |
активную |
область |
базы (область /, |
|
рис. 2.1). |
в выражениях |
(2.99) — (2.103) для |
активной, пассив |
|
Величины |
ной и периферийной областей помечены одним, двумя и тремя штри хами. Удельные параметры р—/г-переходов /э0, /ко, /Иэ, /Як» Сэ, Сн, Сп и диффузионных областей рб и рк, коэффициенты a'N, a'j опре
деляются из расчета одномерных (вдоль оси х) полупроводниковых структур ,(для активной, пассивной и периферийной областей) с по мощью численных методов, рассмотренных в § 2.‘1, и не зависят от топологии транзистора.
Граничные и начальные условия для системы уравнений (2.99)—
(2.103) |
записываются следующим образом: |
г и |
(г-Ы)-ми |
областями |
|||||
а) |
па границах |
между |
внутренними |
||||||
прибора |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
д(р<0 (у, |
z, |
i) _ |
1 дрб'+О (у, |
z, |
/) |
|
|
|
pU) |
ШП) |
: |
p(i+D |
dnii+l) |
* |
(2.104) |
||
|
|
|
|
Z, |
о=¥<*+1>(у, z, t); |
|
(2.105) |
||
б) на внешних границах диффузионных областей |
|
|
|||||||
|
|
|
|
ду{у, |
2, /)/д я = 0 , |
|
|
|
(2.106) |
где п — нормаль к границам диффузионных областей;
в) в пределах площадей омических контактов потенциалы не зависят от координат и являются известными функциями времени
ф(у, г, 0='У упрМ ; |
(2.107) |
г) токи через выводы транзистора определяются |
интегралами |
т * |
s |
- |
L'g' |
(2-1<в) |
‘I |
|
|
|
|
где £2j — периметр омического контакта |
(/= э, б, к, п). |
производных |
||
Для решения уравнений (2.99)— (2.103) |
в частных |
|||
с граничными условиями (2.104)— (2.108) |
пользуются |
методом ко |
||
нечных разностей. |
|
|
|
|
Рис. 2.23. Конечно-разностная сетка, используемая при расчете рас пределения потенциалов в диффузионных областях базы и коллекто ра интегрального транзистора:
/ — область эмиттера; |
2 — область базы; 3 — контакт базы; 4 — область кол |
лектора; 5 — контакт |
коллектора. |
На топологический чертеж компонента нанооится разностная сетка (рис. 2.23). Шаг сетки вдоль, координат у и z может быть как равномерным, так и неравномерным. В точках, соответствующих узлам сетки, пространственные производные заменяются конечно-раз ностными соотношениями, что дает возможность перейти от уравне ний в частных производных к системе обыкновенных дифференциаль ных уравнений. В точке i, / для равномерной сетки будем иметь уравнение вида
О?/, / - 1+ W./+0 № + (?/-1. / + ?/+!, /) *У2—
— 2 (Az2 + Д#2) |
J__ рд /Д//2Д22/д J= а , |
/Р/, /Д^2Д22 (<fy/, f/dt) . |
|
|
(2.109) |
где Ay, Az — шаги |
сетки по координатам |
у и z; j t j — плотность |
статического тока, инжектируемого р—л-переходами в точку диф фузионной области с координатами tjj, z<.
Оъединяя уравнения (2.109) для всех точек i, / сетки рис. 2.23 в областях базы и коллектора, получаем систему обыкновенных диф-
ференцйальных уравнений, которая описывает распределение потен
циалов фо э{у>z, |
0 и (рок (у, z, /). Порядок системы равен 2MN—K |
(К— количество |
точек, расположенных в площади базового и кол |
лекторного контактов).
Интегрирование полученной системы уравнений может быть осу ществлено с помощью ЭЦВМ любым из известных методов [30], в частности, методом, который описан в § 2.1.
Рис. 2.24. Переходные характеристики интегрального транзистора, смоделированные на ЭЦВМ:
1, 2, 3 — ширина эмиттера вдоль оси у разбита соответственно на пять, десять и двадцать равных отрезков; 4 — одна третья часть ширины эмиттера (со сто роны базового контакта) разделена на пять равных отрезков, оставшиеся две части поделены пополам. Длина эмиттера вдоль оси г разделена на десять равных частсП.
Поскольку размерность системы уравнений получается достаточ но большой (2MN—К) , то одним из основных вопросов является «вы бор оптимального способа покрытия топологического чертежа тран зистора разностной сеткой. При этом должна гарантироваться точ ность аппроксимации уравнения (2.98) конечно-разностным аналогом при минимальном количестве разностных уравнений (с целью сокра щения затрат памяти ЭЦВМ и машинного времени). На рис. 2.24 приведены переходные характеристики интегрального транзистора, смоделированные при различных вариантах разбиения активной области транзистора. Из рисунка следует, что из рассмотренных ва риантов разбиений наиболее предпочтителен вариант 4%который обеспечивает отклонение от точного решения*) не более 10% и тре бует относительно небольшого количества разбиений [31].
При анализе частотных характеристик о режиме малого сигнала распределения переменных потенциалов в активной части базовой
фбо (yt z) и коллекторной фб к (у, г) областей описываются |
уравне |
ниями вида |
|
У 2? б э= р'б?6»[(1 — «'«) s ' Э+ /шС'э] + |
|
+ P'WK[(1- « г/)Я'к + /<аС'к1, |
(2.110) |
*) За точное решение принят вариант 3.
(2.1li) где в \ {У> z) = (/t0/mt<?i) exp [f6E (?. z)/m^ T]; £ = Э, К — удельная активная проводимость p—п-перехода в точке у , z при заданном ста
тическом смещении <рб| (у, z). Уравнения (2.110), (2 .Ill) |
получены из |
(2.99), (2.100) заменой оператора дифференцирования |
по времени |
на множитель /а) и линеаризацией выражений для плотности токов через р—«-переходы. Аналогичным образом могут быть получены уравнения для пассивных и периферийных областей транзистора.
Заменив пространственные производные в выражениях (2.110), (2.111) конечными разностями, получим систему линейных алгебраи ческих уравнений с комплексными коэффициентами. Поскольку сн-
Рис. 2.25. |
Эквипотенциальные линии в областях базы (---------) и кол |
лектора |
(---------- ) интегрального транзистора (С/р э= 0,7 В, UQ «=* |
= - 1 В). |
|
стема получается высокого порядка (Ю2—104 уравнений), то решение осуществляется итерационными методами (например, методами ре лаксации или Зайделя (28]). Общим недостатком этих методов является то, что они не всегда гарантируют высокую сходимость. В этой связи внимания заслуживает полуаналитический метод, пред ложенный в [32], который не требует последовательных итераций.
В статическом режиме правые части разностных уравнений (2.109) равны нулю. Наиболее распространенным методом решения системы статических уравнений является метод последовательной верхней релаксации.
На рис. 2.25 приведены полученные с помощью ЭЦВМ распре деления электрических потенциалов в областях базы и коллектора
интегрального транзистора. Рисунок является наглядной иллюстра цией эффекта вытеснения тока эмиттера. Потенциал фб э распределен по области активной базы неравномерно. Линии с большим потен циалом группируются у границ эмиттера. В результате края эмитте ра имеют более высокую плотность тока, чем его середина. Влияние эффекта вытеснения на вольт-амперную характеристику эмиттерного перехода иллюстрируется табл. 2.2.
|
|
|
|
Т а б л и ц а 2.2 |
|
|
^ Э.В |
0,0 |
0,05 |
0,7 |
0,75 |
|
С учетом эффекта |
0,9 |
2,6 |
7,4 |
15,6 |
/э, мА |
вытеснения |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Без учета эффекта |
0,9 |
2,62 |
8,0 |
20,2 |
|
вытеснения |
|
|
|
|
Из таблицы видно, что благодаря эффекту вытеснения вольгамперная характеристика эмиттерного перехода сдвигается в сторону меньших токов. Поскольку диффузионная емкость р—/i-перехода про порциональна статическому току, который у краев эмиттера больше, чем в центре, то помимо статического эффекта вытеснения будет наблюдаться и динамический эффект, обусловленный непостоянством удельной емкости по площади эмиттера. Очевидно, что этот эффект будет тем сильнее, чем выше напряжение, приложенное к эмиттеру, выше 'поверхностное сопротивление слоя базы иод эмиттером и частота переменного сигнала.
Уравнения (2.99) — (2.103) являются математическим описанием распределенной электрической цепи, изображенной на рис. 2.26. При использовании метода конечных разностей активная, пассивные и пе риферийные области прибора аппроксимируются конечным числом дискретных секции, имеющих эквивалентные схемы, приведенные на рнс. 2.27.
Величины токов в эквивалентной схеме, моделирующей /-элемен тарную секцию, определяются из следующих выражений:
/'э/ =/эоА5/ [ехр (?бэ//гнэ«г) — 1], /'к/ = /коAS/ [exp (<?бк//ткуг) — 1].
Выражения для емкостей имеют следующий вид:
Сэ/ = СэА5/, Ск/г= СКА5/, Си/ = CnASj,
где ASj — площадь элементарной /-секции. Для прямоугольной сетки ASj^AtjjAZj; At/ь Az* — линейные размеры /-секции.
Сопротивления /’ey* и r„yj, г«г* и rKzj учитывают падение на пряжения на элементарных /-объемах базы и коллектора за счет протекания через них тока основных носителей в направлении у и г соответственно. Эти сопротивления вычисляются по формулам
гв)7 = рбЛ«/Лг/, Гщ —
rvYj = Ркд ! / / / д ? /. V / = Р«Д г/ / д « -
Боковая инжекция эмиттериого р—/i-перехода учитывается в электрической эквивалентной схеме включением торцевых транзи сторов. Эффекты поверхностной рекомбинации у эмиттериого и кол лекторного р—«-переходов учитываются включением диодов между вы водами Э—-Б и Б—К, имеющих вольт-амперную характеристику вида
/ s = / so!.exP { V p j m s b ) — 11 • |
(2-112) |
Параметры /so и ms в выражении (2.112) зависят от периметра р—п-перехода, скорости поверхностной рекомбинации, среднего зна чения и дисперсии плотности поверхностных состояний QUOD и кон
центрации атомов примеси на границе раздела Si—S i0 2 133].
Рис. 2.26. Электрический аналог уравнений (2.99)—(2.103), описываю
Рис. 2.27. Эквивалентные схемы дискретных секций активной (а), пассивной (б) и периферийной (о) областей транзистора.