книги / Методы помехоустойчивого приема ЧМ и ФМ сигналов

обратное преобразование Лапласа от произведения пёредаточных функций передающего и приемного фильт­ ров. Для иллюстрации на рис. 3 показаны отклики

Ь(1), рассчитанные для фильтров Чебышева (а), Бат-

терворта [5] (б) и с выравненным групповым временем [6] (в). Функция b{t) представлена в масштабе норми­

рованного времени

Здесь АТ — нормированное максимальное отклонение группового времени фильтра в полосе; | К (/ «>) | „„„ —

минимальный коэффициент передачи в полосе, характе­ ризующий волновые свойства АЧХ.

Энергетические потери, обусловленные несогласован­ ностью приемного фильтра с сигналом, находятся в пря­ мой зависимости от нелинейности ФЧХ используемых фильтров. Потери существенно возрастают при перехо­ де к фильтрам с более высокой избирательностью.

ми А/. Учитывая, что нормированное время Д /=о)0/У, нормированный разнос

ции, можно найти До, необходимое для расчета мощно­ сти межканальиых помех по формуле (9), а затем рас­ считать вероятность ошибки по формуле (10).

и несогласованной фильтрации составляют 2,4 дБ при вероятности ошибки 10-4 . При тех же исходных V и Af

показывает, что при использовании несложных фильт­ ров предпочтительней выбрать фильтры Баттерворта.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Варакин Л. Е. Теория сложных сигналов. М., «Сов. радио»,

1970.

2.Кисель В. А. О коррекции частотных характеристик по им­ пульсной реакции. — В ки.: Труды научно-технической конференции, посвященной 70-летию изобретения радио А. С. Поповым. Киев, «Техника», 1966.

3.Кисель В. А. Выбор оптимальных характеристик фильтров.—

Вки.: Методы математического моделирования и теория электри­

pàssen und Bandpàssen mit einer im Tshebyscheffshen Sinne appro-

Ю.М. БРАУДЕ-ЗОЛОТАРЕВ, В. М. ДОРОФЕЕВ,

М.Л . ПАЯНСКАЯ

ОСИНХРОНИЗАЦИИ КОГЕРЕНТНЫХ ПРИЕМНИКОВ ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ

ЧЕТЫРЕХФАЗНОЙ ФМ (ОФМ)

Рассмотрены пути минимизации времени вхождения в синхро­ низм при заданной помехоустойчивости в условиях синхронизации по рабочим сигналам.

При когерентном приеме дискретных сигналов наи­ более сложной является проблема синхронизации при­ емника по опорной и тактовой частотам. Эта сложность возрастает, если синхронизация осуществляется по ра­ бочим сигналам и требуется высокая точность восста­ новления фазы и быстрое вхождение в синхронизм в условиях значительной частотной неопределенности.

В системе ФМ-4 с фазами (Q, + я /2, я, — я/2) с од­ новременной коммутацией фазы ортогональных компо­ нент возможны переходы (0, я) или (—я/2, + я /2 ), при которых амплитуда сигнала проходит через нуль и име­

учетвереиия и последующей фильтрации частоты 4/0 Затем по сигналу данных можно выделить тактовую ча­ стоту/т [1].

На спутниковых линиях связи наибольшее распрост­ ранение получила система ФМ-4 с поочередной коммутацией фазы ортогональных компонент, которая обладает меньшим пикфактором, позволяет получить более высокую помехоустойчивость приемника и имеет другие преимущества [2, 3]. Однако синхронизация в таких системах значительно усложняется, так как ре­ зультирующий вектор в соседних тактовых интервалах может изменить свое положение не более, чем на 90° В результате фильтрации сигнала на передаче и прие­ ме его форма становится близкой к форме аналогового

импульсов выпрямленной производной мгновенной ча­ стоты входного сигнала [4].

На выходе частотного детектора (ЧД) формируется

низации ГТ (рис. 1,е). В формирователе тактовых им­ пульсов (ФТИ), показанном на рис. 1 , а, для улучше­ ния помехоустойчивости объединяются импульсы АД и ЧД. Такая синхронизация ГТ при использовании одно­ кратного отсчета является наилучшей, так как она со­ вершенно нечувствительна к помехам от иесиихронности опорной частоты.

Заметим, что в те моменты, когда передается несу­ щая, импульсы тактовой синхронизации отсутствуют (рис. 1,ж), и это делает возможным выделение сигнала

синхронизации ГО непосредственно по рабочему сигна­ лу при помощи уже упоминавшегося метода учетверения частоты.

Однако этот метод применяется редко из-за его не­ достаточной помехоустойчивости.

Более широкое применение нашли методы синхро­ низации ГО, в которых используется демодулированный сигнал данных [2, 5—7]. По методу Травина сигнал данных снимает модуляцию входного сигнала [6]. При этом вводятся разрывы на 90° в фазу входного сигна­ ла. Поэтому это напряжение фильтруется и затем по­ дается на синхронизацию ГО. По методу Иокояма сиг­

Эту копию и входной сигнал подают на фазовый де­ тектор в цепи синхронизации ГО [7]. Синхронизация по копии входного сигнала лучше совмещается с усовер­ шенствованиями приемника, предназначенными для по­ вышения его помехоустойчивости.

Учитывая изложенное, следует предпочесть вариант

(ГД) обеспечивается косвенная синхронизация ГО. Так

как частотная погрешность компенсируется на входе по­ лосового фильтра (Ф1), то обеспечивается стабильность

èro переходных характеристик. Очевидно, что при та­ кой синхронизации обеспечивается более высокая поме­ хоустойчивость, чем в случаях, когда несущая часто­ та fo на входе фильтра нестабильна.

Рис. 2

На выходе фильтра включен формирователь такто­ вых импульсов (Ф 77/), который обеспечивает синхро­ низацию ГТ. Тактовые (отсчетные) импульсы П фор­ мируются путем деления частоты ГО, чем достигается взаимная синхронизация ОГ и ГТ, а синхронизация/Т достигается регулировкой частоты ГО по цепи ФАПЧ, в которой включен фазовый детектор ФДЗ. Использует­

ся бесфильтровая ФАПЧ в связи с тем, что начальная неопределенность тактовой частоты весьма мала, а до­

фазы входного сигнала, а решающие устройства РУ1, РУ2 формируют решение (однократный отсчет) при по­ ступлении отсчетных (тактовых) импульсов от ГТ. Это

решение используется для формирования копии вход­ ного сигнала в дискретном фазовом модуляторе ФМ-4 и в полосовом фильтре Ф2.

Эта копия подается на один вход частотно-фазового

Время установления, определяемое выражениями (1) и (2), чрезмерно велико. В литературе описан ряд усо­ вершенствований ФАПЧ, которые позволяют уменьшить

менты разрыва непрерывности характеристики ФД.

вивалентное фазовому детектору со ступенчатой харак­

Такие параметры интегратора обычно удается реализо­

приходится использовать в блоке ЧФД или на его вы­

ходе адаптивный фильтр, у которого параметр автома­

сматривать как ФД с идеальной линейной характеристи­ кой в пределах линейного участка ЧДИ. При сделан­ ных допущениях система автоподстройки частоты и фазы (АПЧФ) описывается следующими операторными уравнениями:

Решая уравнение (5), получаем, что время установ­ ления до величины остаточной ошибки <рост равно

Решение уравнения (6) для ПИФ, у которого е < 1 0 а , показывает, что оптимальное быстродействие достигает­ ся при а са 0,25 шс. В этом случае время установления

равно

При синхронизации ГО целесообразно использовать бесфильтровую АПЧФ до захвата, т. е. иа участке, где Д<в>'Сос и АПЧФ с ПИФ на участке Дшс < шс> где осу­ ществляется фазовая автоподстройка.

При расчете помехоустойчивости АПЧФ в линейном приближении можно использовать результаты, приве­ денные в литературе [8].

Собственными аппаратурными потерями в выбран­ ной системе синхронизации, где сигнал с шумом умно­ жается один раз, можно пренебречь. При использова­

нулю, а ее среднеквадратические флуктуации в канале синхронизации равны [8]

ошибку сг<р!=^ 1—2°, необходимо обеспечить в цепи син­ хронизации отношение сигнал/шум около 30—36 дБ. В канале приема сигнала ФМ-4 обычно отношение сиг­ нал/шум h/p* 13 дБ. Поэтому шумовая полоса в канале

синхронизации должна составлять около 0,01 шумовой полосы канала приема. При таких условиях и началь­ ной расстройке несущей на 10% от ширины полосы ка­ нала время установления в бесфильтровой системе t ycT

достигает 200—300 бит. Поэтому целесообразно исполь­ зовать во время синхронизации по частоте более широ­ кую шумовую полосу АПЧФ.

Таким образом, синхронизацию когерентных прием­ ников ФМ-4 с поочередной коммутацией фазы ортого­ нальных компонент может осуществить по рабочим сиг­ налам. Быстродействие и помехоустойчивость системы синхронизации можно существенно повысить, производя независимую подстройку по несущей и тактовым часто­ там, применяя частотно-фазовый детектор с адаптиц-