книги / Радиолокационные измерители дальности и скорости. [Т.1]

ненты Xc(t, т0), X 8(t, T3) формируются в пределах одной пачки (со

сбросом интеграторов в конце каждой пачки), а параметр а опре­ деляется на длительности пачки (3.2.11).

3.2.2. Оптимальные частотные дискриминаторы

Оптимальный дискриминатор для когерентного импульсного сигнала

Оптимальный частотный дискриминатор для когерентного импульсного сигнала описывается формулой (3.1.23). Эту формулу

т.е. представляет собой высокочастотную компоненту, которая от­ фильтровывается низкочастотными цепями измерителя. Поэтому эту составляющую можно не учитывать и записать формулу для процесса на выходе дискриминатора частоты как

Заменим вычисление производной сигнальной функции по до­ плеровскому смещению частоты вычислением конечной разности. Введем приращение Ашд и запишем

t) з(шд + Асод / 2,t) - s(coд - Аюд / 2,t)

(3.2.16)

наторе осуществляется стробирование входного напряжения им­ пульсной последовательностью h(t), умножение в двух ветвях схе- мы на опорные колебания аЦ(со0 + ©д + Дюд / 2)tj и

торы отличаются от оптимальных. Реальные дискриминаторы должны обеспечивать успешную работу при вариациях условий функционирования и при возможных дополнительных техниче­ ских ограничениях, например таких, как невозможность получе­ ния бесконечно узкой полосы пропускания фильтров, наличие со­ вместной аналоговой и цифровой обработки информации и др. Тем не менее рассмотрение оптимальных дискриминаторов представля­ ет определенный интерес. Прежде всего оптимальные дискрими­ наторы дают потенциальные характеристики, с которыми можно сравнивать характеристики реальных дискриминаторов и опреде­ лять насколько они совершенны. Во-вторых, из синтезированных в различных условиях оптимальных дискриминаторов можно выявлять характерные признаки (закономерности построения) их структуры и использовать эти признаки при проектировании ре­ альных дискриминаторов.

В следующем параграфе настоящей главы будут рассмотрены структуры реальных временных и частотных дискриминаторов (дальности и скорости сближения), реализованных в современных РЛС.

Из §3.1 следует, что при приеме аналоговых сигналов опти­ мальный дискриминатор также должен иметь аналоговую форму. Однако современные радиолокационные системы все в большей степени переходят на дискретную обработку информации. Переход к дискретной обработке данных - это удобство практической реа­ лизации, а не способ повышения потенциальной точности. В со­ временных радиолокационных дальномерах и измерителях скоро­ сти в аналоговом виде реализуется лишь приемный тракт. Он за­ канчивается блоком аналого-цифрового преобразователя (АЦП), где аналоговые сигналы преобразуются в цифровые. Все следую­ щие за этим блоком операции выполняются на алгоритмическом уровне в быстродействующем ППС и связанной с ним ЭВМ сред­ ней производительности.

3.3.1.О со бе н н о с ти о б р а з о в а н и я и с х о д н ы х д а н н ы х д л я

АЛГОРИТМОВ ВРЕМЕННОГО ДИСКРИМИНАТОРА

Фрагмент упрощенной системы обработки сигналов, исполь­ зуемых в алгоритмах работы временного дискриминатора показан на рис. 3.3.1. Рассмотрим прохождение полезной составляющей

Рис. 3.3.1.

сигнала, поступающего на вход ПРМ. На выходе приемника фор­ мируется сигнал s(t)=*Uoh(t-T)sin(©ct-f-cpo) с амплитудой U0, часто­ той сос и неизвестной (случайной) начальной фазой фо. Введение множителя h(t-i) учитывает форму сигнала. Для запоминания на­ чальной фазы с целью последующего когерентного накопления сигнала, используется схема квадратурного синхронного детекти­ рования. На входы двух фазовых детекторов (ФДх, ФД2) подается сигнал s(t) и опорный гармонический сигнал uon(t)=Uonsin(©np0t) с номинальным значением промежуточной частоты ©про* Фильтры нижних частот (ФНЧХ, ФНЧ2) устраняют сигналы с удвоенной промежуточной частотой. Разностная частота А©=©с-©пр0, появив­ шаяся в преобразованном сигнале, содержит доплеровскую часто­ ту, обусловленную взаимным перемещением цели и самолета. Для получения алгоритмов временного дискриминатора можно поло­ жить Дю=0. Это не изменит существа решаемой задачи, но избавит изложение от громоздких выкладок. В §3.5, при рассмотрении комплексного дискриминатора временной задержки и дискрими­ натора доплеровской частоты, этот вопрос будет обсужден деталь­ но. При выполнении условия Д© =0 на выходах ФНЧ! и ФНЧ2

формируются постоянные напряжения U^k^UoUonCosfcpo) и U^кфдТ!0Uousin(<po), где кфДкоэффициент передачи фазовых де­ текторов. Поступление этих сигналов на аналого-цифровые преоб­ разователи (АЦП}, АЦП2) совместно с тактовыми импульсами обеспечивает на выходе АЦП формирование цифровых образов U'

и U®. Помимо процедуры аналого-цифрового преобразования в этом блоке выполняется предварительное суммирование. Предва­ рительные сумматоры ПСХ и ПС2 запускаются последовательно­ стью импульсов начала суммирования (ИНС), поступающих от синхронизатора. Период их следования Тп равен длительности из­ лучаемого импульса. С поступлением каждого такого импульса начинается суммирование отсчетов АЦП, появившихся между этим и следующим за ним импульсом начала суммирования. Ре­ зультат суммирования записывается в памяти программируемого процессора сигналов ППС.

Установкой в блок АЦП предварительного сумматора решают­ ся две задачи: согласование полосы пропускания тракта приема с шириной спектра импульса и построение программируемого вре­ менного дискриминатора. Необходимость решения первой задачи связана с широким диапазоном изменения длительностей зонди­ рующих импульсов в различных режимах БРЛС. При постоянной полосе пропускания ФНЧ, рассчитанной на согласованный прием самого короткого импульса, с увеличением длительности импульса возрастает число когерентно накапливаемых импульсов ПС, что улучшает отношение сигнал/пгум. Таким образом, по конечному эффекту, накопление импульсов в ПС эквивалентно сужению по­ лосы пропускания ФНЧ, т.е. согласованной фильтрации, при из­ менении длительности принимаемого импульса.

Второе назначение предварительного сумматора обусловлено тем, что гребенка импульсов начала суммирования связана с мо­ ментом формирования импульсов запуска передатчика ТиЗП. По­ этому импульсы начала суммирования можно трактовать как гра­ ницы некоторых виртуальных (математических) стробов. Сдвиг временной задержки отраженного от цели импульса приведет к изменению величины просуммированных отсчетов АЦП, оказав­ шихся в этом стробе. Следовательно, ПС преобразует временную задержку принятого сигнала в величину числового отсчета, запи­ сываемого в память программируемого процессора сигналов. Что­ бы лучше представить ситуацию, поставим мысленный экспери­ мент. Примем для упрощения задачи ф0жО, т.е. числовые отсчеты поступают только с АЦП1в Эти отсчеты условно представим в виде

импульсов единичной амплитуды, приходящих с тактовым перио­ дом Тт работы АЦП (левая часть рис. 3.3.2,а). По мере поступле­ ния данных, эти импульсы «продвигаются» и попадают в строб, ограниченный ИНС К(1 ) и ИНС К(2), а результаты суммирования в этом стробе записываются в Память 1 ППС (рис. 3.3.2,б). После того, как отсчеты перейдут границу ИНС К(2) и часть их окажется во втором стробе, суммы этой части будут записываться в Память 2 ППС (рис. 3.3.2,б).

б)

В)

Рис. 3.3.2.

Обозначим содержимое Памяти 1 и Памяти 2 как Дх(1) и Д2(1) соответственно. Тогда простейший алгоритм программируемого временного дискриминатора может быть записан как

(3.3.1)

В отличие от аналоговых временных дискриминаторов, в ко­ торых формируется лишь разность сигналов, характеризующих степень перекрытия стробов и принимаемых импульсов, алгоритм (3.3.1) даёт нормированную характеристику, представленную на рис. 3.3.2,в. Она содержит линейный участок и две плоские части, которые возникают за счет нормировки (3.3.1), так как при неко­ тором рассогласовании в числителе и знаменателе (3.3.1) остается всего один ненулевой отсчет. Поэтому, независимо от его величи­ ны, частное всегда будет равно единице. Отметим еще одну осо­ бенность, которую дает, примененная в (3.3.1), нормировка. При получении дискриминационной характеристики (ДХ) предполага­ лось, что дискреты входного сигнала равны единице. Бели отка­ заться от этого условия и положить, что указанные дискреты рав­ ны, например U, то результаты суммирования в ПС следует запи­ сать как

Однако форма ДХ благодаря нормировке не изменится и будет по-прежнему описываться соотношением (3.3.1).

Бели снять ограничение <р0=0, то начнут поступать данные с АЦПз, которые будут записываться в еще одну пару ячеек памяти ППС. По традиции первую часть полученного массива чисел назы­ вают вещественной частью комплексного числа, а вторую - мни­ мой. Сами комплексные числа, как таковые, не фигурируют при обработке сигналов в ППС. Там они представлены лишь своими составляющими. Финальная операция обработки сводится к вы­ числению модуля комплексного числа или квадрата модуля. Про­ цедуру вычисления модуля для краткости называют линейным де­ тектором, а вычисление квадрата модуля - квадратичным детек­ тором. Эти параметры, как вещественные числа, обрабатываются в ЦВМ средней производительности (рис. 3.3.1).

В реальных условиях работы далъномерного канала БРЛС, при попадании сигнала цели на первые два строба (рис. 3.3.2,а) для k-го зондирования, вычисляются два числа Дк(1 )(к) и ДК(2)00> на основе которых формула (3.3.1) дает один отсчет сигнала рассо­ гласования ивд(к).

Анализ таблиц памяти на рис. 3.3.2,б и содержание решае­ мой задачи указывают, что базовая операция, при разработке ал­

горитмов временного дискриминатора, состоит в вычислении вре­ менной свертки, а отклик временной свертки будет основным эле­ ментом, при построении дискриминационной характеристики ВД.

Временная свертка косинусной составляющей сигнала Sc в стробе с номером Ki (i= l,2 ) для относительного (безразмерного) те­ кущего времени к запишется как

т

работки, N = +1 - число накопленных отсчетов АЦП на дли-

Тх

тельности строба т^р, Тт - тактовый период съема цифрового сиг­ нала с АЦП, I - переменная суммирования.

Для синусного канала обработки получим схожее выражение

/=о

Комплексный отклик будет определён соотношением:

а его модуль равен

/=0

Здесь ДК(1)(к) - модуль отклика при единичной амплитуде цифрового сигнала, а множители UT и S соответственно равны

ит=|и^)2 +(и?)2 и S = T|(S°)2 +(S6)2 , Т.к. сое2(ф0) +а±п2(ф0) = 1.

3.3.2.А лгоритмы временного дискриминатора с расширенной

АПЕРТУРОЙ ДИСКРИМИНАЦИОННОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ

Недостатком полученного в п. 3.3.1 простейшего алгоритма временного дискриминатора является ограниченность размера апертуры его ДХ. Он не пригоден, если, например, дальномер должен определять расстояние до протяженной цели. Кроме того, при сопровождении воздушной цели возникает опасность выхода сигнала рассогласования за пределы ДХ при её резком манёвре.

Поэтому актуальной становится задача расширения апертуры дис­ криминационной характеристики. Она решается путем наращива­ ния числа стробов в структуре временного дискриминатора. Для определенности будем считать, что дальномер работает с НЧПИ. Впоследствии это ограничение будет снято. После каждого зонди­ рования в ячейках памяти программируемого процессора сигна­ лов, которые будем отождествлять со стробами, записываются ре­ зультаты суммирования в ПС АЦП в виде действительной и мни­ мой частей комплексного числа. Количество ячеек может дости­ гать Q-1, где Q - скважность сигнала. На практике их число зада­ ется максимально необходимой дальностью до цели. После вычис­ ления модуля или квадрата модуля записанных чисел результаты могут использоваться в алгоритмах дискриминатора дальности.

В массиве указанных чисел выделяют зону дискриминации, содержащую Рд стробов (ячеек памяти). Число Рд выбирается на основе анализа совокупности решаемых задач. Однако, при всех условиях Рд должно быть больше числа стробов п, данные кото­ рых используются в алгоритмах ВД.

В приводимых далее формулах принято, что число Рд всегда четное, а п может быть как четным, так и нечетным числом.

Введем нумерацию стробов в зоне дискриминации. Номер строба K(i) определяется как

стробов, a ev - переменная, принимающая значение 1 , если п - четное, и нуль - при нечетном п.

Применим формулу (3.3.7) к рассмотренному ранее алгоритму ВД (3.3.1). Там, для формирования отсчета ивд на выходе дискри­ минатора, потребовались отсчеты из двух стробов, т.е. n=2 , ev=l.

Примем РД*Ю . Тогда из

в виде прямоугольников, а цифры внутри их обозначают номера стробов, вычисленных по формуле (3.3.7). В принятой нумерации относительное рассогласование запишется так: