книги / Синтез транзисторных усилителей и фильтров
..pdfмежуточные значения, станут высокоомными или низкоомными. Однако применять этот метод не всегда удается, так как величину тока эмиттера часто выбирают, руководствуясь другими сообра
жениями, например, |
стремясь |
получить |
минимальную |
величину |
|
тэ-или максимальное |
выходное напряжение. |
|
|||
Во-вторых, выражение коэффициента передачи каскада с па |
|||||
раллельной обратной |
связью |
на |
средних |
частотах основывается |
|
на предположении, что RQ> |
р/*э. |
Кроме |
того, можно |
показать, |
что если коэффициент усиления этого каскада должен быть стаби лен с точностью ±5% , то необходимо выполнение условия # 0<
<0,1 |Г— 1. Комбинация этих неравенств дает
В качестве рабочего допущения можно использовать соотноше ние
У
К 0,1?-1
В-третьих, усиление по напряжению каскада с последователь ной обратной связью не должно быть большим, в противном слу чае выражение (4-31) будет неточно определять его передаточную полную проводимость. Истинная полная проводимость может быть определена при условии, если заданы сопротивления гк и гк_э и
емкость ск. Пока не сделан точный расчет, выражение (4-31) должно рассматриваться как приближенное, если коэффициент усиления по напряжению превосходит 3.
Отметим, что каскады, охваченные обратными связями, более приемлемы в качестве входного и выходного, чем каскады без об ратных связей. Так, при рассмотрении каскада с общим эмиттером было показано, что площадь усиления его всегда меньше идеаль ного предела. Следовательно, такие каскады без обратных связей не имеют преимуществ перед каскадами с последовательной или параллельной обратной связью и в случае включения их на входе или выходе усилителя.
Входной каскад с общим коллектором обладает высоким входным полным сопротивлением, которое, однако, имеет один из полюсов на комплексной частоте р = — 1/0т9. Это соответствует большой емкостной составляющей, поэтому входное полное сопротивление не остается большим на высоких частотах. Кроме того, за исклю чением специфических случаев, это сопротивление не является однополюсной функцией, поэтому затруднительно рассчитывать предшествующий повторителю каскад. Каскад с последователь ной обратной связью может иметь такое же входное полное сопро тивление и оставаться при этом более разносторонним функцио нальным элементом, чем эмиттерный повторитель.
В качестве выходного каскада эмиттерный повторитель обычно не имеет преимуществ перед каскадом с параллельной обратной
141
связью. Так как модуль коэффициента усиления по току | р | падает на 6 дб/октава, то выходное полное сопротивление эмиттерного повторителя возрастает с повышением частоты:
Каскад с общей базой характеризуется низким входным и вы соким выходным полными сопротивлениями. Можно применять входной каскад с общей базой (ОБ) с единичным усилением по току для преобразования сопротивления при использовании очень большого сопротивления нагрузки и получении высокого выходного напряжения. Однако обычно предпочтительнее исполь
Рис. 4-16.
зовать каскад с параллельной обратной связью, низкое входное полное сопротивление которого остается более постоянным по мере повышения частоты, а его низкое выходное полное сопротивление обеспечивает более стабильное выходное напряжение на изменяю щейся нагрузке. В случае использования выходного каскада с ОБ можно получить более низкое входное сопротивление, чем у кас када с последовательной обратной связью, в то же время послед ний является более гибким функциональным элементом.
Если нагрузкой каскада с параллельной обратной связью слу жит небольшое активное сопротивление, то целесообразно исполь зование индуктивной коррекции. Схема такого каскада по пере менному току представлена на рис. 4-16, а, а упрощенная эквива лентная схема — на рис. 4-16, б. Предполагается, что величина
сопротивления RHочень мала, поэтому Z*0 = R*Hна всех частотах, а емкость ск так мала, что соответствующей ей проводимостью можно пренебречь по сравнению с проводимостью 1/Z0 на всех частотах.
Если Z0 = |
R0 + pL0 = R0 (1 + рТ0), то передаточное полное |
сопротивление |
каскада определяется согласно выражению (4-38): |
|
ив ы х (Р) |
|
*вх (Р) |
142
т. |
е. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Црых (р) |
/? С |
х |
|
|
|
|
|
|
|
|||
*вх (р) |
1 + |
:Ro |
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
X |
|
К |
|
|
1+ рТъ |
|
|
. |
(4-47) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|||
|
|
1 |
+ р |
( т9 + |
ы - |
|
|
+ Р2 ( рт’о'^э |
Ro |
|
||
|
|
|
|
*0+ К |
|
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
+ Р*н _ |
|
|
|
||
|
|
Если коэффициент передачи цепи обратной связи на средних |
||||||||||
частотах |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
|
|
|
|
|
|
— |
* |
» 1. |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
u |
Ro |
|
|
|
|
|
то |
выражение (4-47) упрощается: |
1+ РТо |
|
|||||||||
|
|
цвых (Р) |
________ R Q |
______ |
|
|||||||
|
|
*вх (Р) |
|
1 + Ro |
|
1 "Ь Р ( хэ + |
^ |
' йо + /«V , -% |
|
|||
|
|
|
|
|
р*; |
|
|
\ |
р |
) |
|
|
|
|
В первом приближении можно считать |
|
|
|
|||||||
|
|
|
tfflUX (р) |
|
|
|
1+ рТр |
|
(4-48) |
|||
|
|
|
*вх (р) |
|
|
1 + |
Ртэ ~ ~ |
|
p-Т0тэ |
Ro |
||
|
|
|
|
|
+ |
|
||||||
|
|
|
|
|
|
|
|
R,, |
|
|
|
|
|
Передаточное |
полное |
сопротивление |
(4-48) |
с нулем в |
точке |
||||||
о = |
— 1/Т0 почти не зависит от величины |3. Его полюсы лежат |
|||||||||||
на |
|
окружности с |
радиусом |
|
1 |
|
|
|
|
|||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
действительная часть |
|
27’о |
27*0 |
В качестве примера рассмотрим порядок проектирования и результи рующую схему усилителя с коэффициентом усиления 20 дб. Усилитель дол жен работать между источником сигнала и нагрузкой, сопротивления ко торых составляют 75 ом каждое. Усилитель должен иметь максимальную ширину полосы пропускания с неравномерностью не более 5% при исполь
зовании транзисторов со следующими параметрами (ток /э = |
1 м а , |
при этом |
||
rs = 25 |
ом; напряжение UK — 5 в): гъ = 50 |
ом (допуск |
70 — 200%); |
|
гк_ э > |
100 ком; сэ = 90 пф (70 — 140%); ск = 2 |
пф (70 — 140%); |
р = 150 |
(70 — 200%). Кроме того, известно, что транзистор при токе /э = 5 ма имеет минимальную постоянную времени тэ « 1 нсек, при токе /э = 10 м а она
равна 1,5 нсек. Чтобы получить большее выходное напряжение, через выход ной транзистор приходится пропускать больший ток: /92 = 10 ма. Напря жение питания усилителя 12 в.
143
Синтез усилителя слагается из следующих этапов.
1. Так как требуемый коэффициент усиления невелик, то можно исполь зовать двухкаскадиую схему. Нагрузкой усилителя является небольшое омическое сопротивление, поэтому в качестве выходного целесообразно ис пользовать каскад с параллельной обратной связью и_ индуктивной коррек цией. Следовательно, входным каскадом будет каскад с последовательной
75ом
обратной связью и емкостной коррекцией. Схема такого усилителя представ лена на рис. 4-17.
2. В качестве передаточной функции можно воспользоваться двухполюс ной функцией с неравномерностью коэффициента передачи 4,3% , соответст вующей выражению (4-46).
3. В каскад с параллельной обратной связью следует ввести коррекцию таким образом, чтобы полюсы передаточной функции расположились под углом 45° к осям, а на отрицательной вещественной оси появился нуль.
4. Коррекция в каскаде с последовательной обратной связью должна обеспечить один полюс на отрицательной вещественной оси.
5.Чтобы обеспечить усиление 20 дб, отношение Я0/Яэ согласно формуле (4-27) должно быть больше 10 (например, 12). Абсолютные значения сопро тивлений R0 и Яэ должны быть выбраны так, чтобы полюс и нуль на вещест венной оси компенсировали друг друга.
6.Входное сопротивление усилителя величиной 75 ом обеспечивается входным аттенюатором. Сопротивление 27 ом в базовой цепи транзистора Тх дает номинальную величину rg и 75 ом, при этом входное полное сопротив ление может быть чисто активным только при условии rg = ZBblx.
144
На рис. 4-18 показана полная принципиальная схема усилителя. В схеме предусмотрена регулировка величины индуктивности до 1,5 мкгн. Расчетная ширина полосы пропускания равна 27,1 Мгц. Она относительно мало зависит от разброса величин параметров транзисторов.
Низкочастотная коррекция в усилителе достигается следующим обра зом. Во-первых, эмиттерные токи транзисторов устанавливаются с помощью обратных связей по постоянному току типа «коллектор—база». Это позволяет
избавиться от электролитических конденсаторов большой |
емкости |
|
(~ |
10 000 мкф) вэмиттериых цепях, однако может потребовать подбора вели |
|
чин |
сопротивлений в цепях обратной связи (200 и 100 ком на схеме |
рис. 4-18). |
Во-вторых, в каскад с параллельной обратной связью последовательно с ре зистором сопротивлением 270 ом включен блокирующий конденсатор ем костью 250 мкф, который обеспечивает завал характеристики обратной связи на низких частотах в районе нулевого полюса. В результате получается лишь незначительный наклон характеристики усилителя, начиная с частоты сиг нала 50 гц. Если нижняя граница полосы пропускания усилителя лежит на более высокой частоте, то целесообразно использовать такие схемы питания постоянным током, которые гарантируют лучшую воспроизводимость режи мов усилителей при массовом производстве [1 ].
Для улучшения характеристик усилителя несколько каскадов с чередующимися обратными связями можно охватить общей обрат ной связью. Передаточная функция усилителя, не охваченного обра тной связью, может быть определена из передаточной функции уси лителя с обратной связью. Поскольку параметры усилителя на каскадах с местными обратными связями контролируются, то та кой усилитель можно рассчитать достаточно точно. Обратная связь, охватывающая несколько каскадов, может применяться для стабили зации любого из четырех коэффициентов передачи: iBUj u BX, ывыхЛ'вх,
wobix/wBx и 1выхЛвх> как показано на рис. 4-19. При этом передаточная функция усилителя без общей обратной связи должна быть пред ставлена в такой форме, чтобы введение этой связи дало возмож ность стабилизировать именно заданный параметр. Например, на рис. 4-19, а изображена цепь, в которой стабилизирована переда точная полная проводимость (Усилитель состоит из нечетного числа каскадов, входной и выходной каскады охвачены последовательной обратной связью каждый.) Известно 111, что коэффициент усиления по напряжению усилителя, соответствующего такой схеме,
к„„ = |
Ивых |
Я„ |
|
*вх |
^01 |
т. е. даже при изменении величины сопротивления нагрузки пере даточная полная проводимость постоянна:
*вых
Ицх
1 ^01
В усилителе, схема которого может быть представлена в виде рис. 4-9, б, стабилизировано передаточное полное сопротивление, так как коэффициент усиления по току в данном случае
гг _ *вых |
Я02 |
‘\io — ~ |
— |
*ВХ |
|
поэтому ивыхАвх = Яо2.
6 Заказ № 702 |
145 |
Аналогичные доказательства стабилизации соответствующих параметров могут быть получены и для остальных схем.
Общая цепь обратной связи выгодна по крайней мере в двух случаях: во-первых, когда необходимо высокостабильиое усиление,
о)
Рнс. 4-19.
например, в измерительном усилителе; во-вторых, когда нужно стабилизировать усиление в малошумящих цепях. Действительно, в первом случае с помощью местных обратных связей можно под
держивать усиление с точностью ± 5 — 10%, в то время |
как об |
щая обратная связь позволяет обеспечить точность + 0 |
,5 — 1% |
[11. |
|
146
Что касается второго случая, в усилителях с многокаскадной цепью обратной связи шумы могут быть подразделены на две ос новные категории:
а) шумы усилительного тракта, определяемые в основном пер вым каскадом;
б) тепловые шумы сопротивлений обратной связи.
Усилитель можно спроектировать так, чтобы шумы сопротивле ний обратной связи были уменьшены до минимума. Напряжение шумов, приведенное ко входу усилителя, при последовательной обратной связи практически равно напряжению шумов в разомк нутой цепи сопротивления обратной связи:
|
и ш2 = 4kTBRu, |
(4-49) |
где k — постоянная |
Больцмана; Т — абсолютная |
температура; |
В — полоса частот. |
Соответствующим же образом |
шумовой ток |
в сопротивлениях обратной связи, приведенный ко входу усили теля с параллельной связью, приблизительно равен шумовому току цепи короткозамкнутого сопротивления
72 _ |
4k T B |
(4-50) |
|
ш“ |
Ro |
||
|
В однокаскадных усилителях с обратными связями шумы воз растают по мере увеличения глубины связей.
Напряжение шумов на входе усилителя с общей обратной связью, которая стабилизирует передаточную полную проводи мость или усиление по напряжению, представляет собой напряже ние шумов сопротивления R0l (рис. 4-19, а и в). Аналогично шумо вой ток усилителя с общей обратной связью, стабилизирующей усиление по току или передаточное полное сопротивление, представляет собой шумовой ток сопротивления RQi (рис. 4-19, б и г). Эти шумы уменьшаются, если передаточные полные прово димость или сопротивление соответственно растут при условии, что коэффициенты передачи цепей обратной связи (рис. 4-19, а и б) остаются теми же. При общих обратных связях, стабилизирую щих усиление по напряжению или току, зависимости шумов этих связей более сложны. Кроме того, увеличению общего уровня шу мов способствуют шумы сопротивлений местных обратных связей. Однако следует учитывать, что шумы сопротивлений общей обрат ной связи расположены в полосе частот, получаемой при замыка нии общей цепи, а шумы сопротивлений местных обратных свя зей — в полосе частот, соответствующей разомкнутой цепи обиден обратной связи.
Влияние шумов сопротивлений обратных связей может быть сведено на нет соответствующим выбором величин сопротивлений и охватом обратной связью достаточного количества каскадов, чтобы гарантировать большой коэффициент передачи по цепи об ратной связи. Шумы сопротивлений местных обратных связей можно сделать незначительными, если полосы пропускания кас-
6* |
147 |
кадов сузить, а полосу пропускания усилителя расширить до тре буемой величины с помощью общей обратной связи. Наиболее удач ным является случай, когда доминирующие полюсы передаточной функции цепи прямого усиления определяются входным каскадом и создаются путем уменьшения глубины обратной связи в этом кас каде. Если, например, в широкополосном усилителе использованы каскады с чередующимися обратными связями, то коэффициенты передачи этих связей в каждом каскаде должны быть относительно велики и шумы от сопротивления обратной связи в первом каскаде могут быть значительны.
Примером применения общей цепи обратной связи для уменьшения шу мов может служить усилитель, схема которого показана на рис. 4-20. Коэф фициент усиления усилителя составляет 20 дб, рабочая полоса 5 Мгц, на грузкой является кабель с активным сопротивлением 75 ом. Для обеспече ния возможности введения межкаскадной отрицательной обратной связи схема усилителя составлена из двух двухкаскадных блоков с чередующи мися обратными связями. Входные каскады блоков охвачены параллель ными обратными связями, выходные — последовательными с соответст вующими элементами высокочастотной коррекции.
Расчет величин параметров элементов блоков аналогичен приведенному ранее. Первые три каскада усилителя с сопротивлениями местных обратных связей 22 ком, 27 ом и 4,7 ком имеют передаточное полное сопротивление разомкнутой цепи 2,6 Мом. На рис. 4-21, а.показаны высокочастотные ди аграммы р — z отдельных каскадов усилителя, причем расчет корректирую щих емкостей сделан с учетом паразитных емкостей.
. Полоса пропускания усилителя при разомкнутой цепи обратной связи составляет 300 кгц, поэтому шумовой ток, вызываемый сопротивлением об
ратной связи в первом каскаде, не превышает 0,4-10*"э а. Если бы усилитель был спроектирован без общей цепи обратной связи, то для получения полосы пропускания 5 Мгц сопротивление цепи обратной связи в выходном каскаде необходимо было бы увеличить до 5 ком. Шумовой ток такого сопротивления
равен 5-10 9 а.
Среднеквадратичное значение шумового тока самого хорошего транзи стора составляет /ш => 2• 10 9 а. Сопротивление общей обратной связи рас
148
считано так, чтобы общий шумовой ток обратных связей составлял половину этой величины, т. е. 1 *10 9 а. Следовательно, шумовой ток, вызываемый меж
каскадной обратной связью, должен быть 0,6-Ю~9 а. Величина сопротивле ния параллельной обратной связи, соответствующая этому значению тока, согласно выражению (4*50), равна 246 ком. Отрицательная параллельная обратная связь охватывает первые три каскада усилителя и обеспечивает высокую стабильность усиления в заданной полосе частот и низкий уровень
шумов. При эмиттерном токе входного транзистора / Э1 = |
150 мка общий шу |
||||||
мовой ток усилителя, отнесенный |
ко входу |
составляет 3,5-10 9 а. |
|
||||
Передаточное полное сопротивление замкнутой цепи усилителя равно |
|||||||
227 ком при общем сопротивлении обратной связи |
246 ком. На основании |
||||||
■ |
|
|
|
.JU) |
|
J * |
|
5Мгц/р |
(X 60Мгц/р |
<r (Т)10Мгц/р |
(X |
100Мгц/р |
<T |
||
0,ЗМгц/р |
|
|
|
|
|
|
|
h |
|
h |
|
h |
|
h |
|
|
6/ |
jw |
ej |
|
|ju> |
|
|
|
ЗМгц/р |
a |
(Т)ЮМгц/р |
|
(Г |
|
|
|
\ |
ЗМгц/р |
|
||||
|
|
|
б0Мгц/р |
/0,ЗМгц/р |
|
|
|
|
|
|
5Мгц/р |
|
|
|
Рис. 4-21.
диаграмм р — г отдельных каскадов (рис. 4-21, а) и диаграммы р — г меж каскадной обратной связи (рис. 4-21, б) можно получить приближенную ди аграмму р — г замкнутой цепи (рис. 4-21, в). Передаточная характеристика усилителя вычислена с помощью электронной вычислительной машины, (ЭВМ) [20] и представлена на рис. 4-22. Точка 0 дб на оси ординат соответст вует передаточному полному сопротивлению 20 ком. На эту характеристику большое влияние оказывает емкость резистора общей обратной связи, для уменьшения влияния которой сопротивление обратной связи реализовано в виде трех последовательно включенных резисторов 82 ком каждый.
Рассмотрим низкочастотные характеристики усилителя. Выходной кас кад характеризуется двумя низкочастотными полюсами, первый нз которых обусловлен сопротивлением величиной 47 ом и шунтирующей его емкостью 100 мкф в цепи эмиттера, а второй (на более низких частотах) — выходной цепью. Полюс, соответствующий эмнттерной цепи, компенсируется нулем от первых .трех каскадов. Этот нуль появляется в результате воздействия общего сопротивления обратной связи (246 ком) и последовательно включен ного конденсатора емкостью 0,022 мкф. Полюс, возникший благодаря PC-це почке между транзисторами Т%и Т3 (2,7 ком и 10 мкф), компенсируется ну лем передаточной функции местной цепи обратной связи на транзисторе Тл (4,7 ком и 5 мкф). Поэтому общая обратная связь имеет два доминирующих полюса: из-за воздействия элементог общей обратной связи (246 ком и 0,022 мкф) и из-за РС-цепочки (27 ом и 100 мкф) в эмиттере транзистора Га.
149
Уменьшение фазового сдвига вблизи частоты, соответствующей коэффи циенту передачи цепи обратной связи, равному 1, производится с помощью местной обратной связи, охватывающей транзистор Ту (22 ком и 0,47 мкф). Этим самым в передаточную функцию усилителя вводится нуль. Схема сме щения делит усилитель на две «двойки» с обратными связями по постоянному току.
Метод синтеза усилителей на каскадах с чередующимися обрат ными связями представляет несомненный интерес, однако и он не
|
лишен недостатков. |
Недо |
|||
дб |
статком этого метода явля |
||||
|
ется |
то, |
что при |
расчете |
|
|
не принимается во внима |
||||
|
ние |
зависимость |
статиче |
||
|
ского коэффициента усиле |
||||
|
ния по току от частоты. |
||||
|
Влияние этой зависимости |
||||
|
обычно |
проявляется |
более |
||
|
сильно, чем влияние |
емко |
|||
|
сти эмиттера, а в некото |
||||
|
рых случаях и более силь |
||||
|
но, |
чем |
влияние |
емкости |
коллектора. Кроме того, использование метода за трудняется из-за необходимости определения величины емкости
эмиттерного перехода, которая обычно не указывается в отечест венных справочниках, а ее измерение крайне затруднительно. Раз брос величины этой емкости в значительной мере искажает резуль таты расчета.
4-4. Синтез двухкаскадных блоков на основе физических параметров
Физические параметры транзистора использованы также для синтеза двухкаскадных усилителей с последовательно-параллель ными обратными связями [21 ]. Принципиальная схема по пере менному току для одного из та ких усилителей представлена на рис. 4-23. Схема усилителя мо жет быть разделена на цепь
прямого усиления, цепь /Q, и цепь обратной связи, цепь Ь. Функция усиления по току зам кнутой цепи
К |
^ |
----- . (4-51) |
|
l - b ( p ) K i i p ) |
Так как величина сопротивления в цепи коллектора транзи стора входного каскада RHl и величина сопротивления |32(гэ2 + R3) выбираются много больше сопротивления г'6, то сопротивлением
150