книги / Синтез транзисторных усилителей и фильтров
..pdfвыражаются через pk:
/ |
(2-53) |
|
Если pk имеет чисто вещественное значение, то два полюса по лосовой функции будут комплексно-сопряженными. Если полюсы низкочастотной функции комплексно-сопряженные, то преобразо вание низкочастотной пары полюсов даст в результате две пары комплексно-сопряженных полюсов полосовой функции.
Преобразование, определяемое выражением (2-50), имеет множи тель 1/s, который теряется после умножения уравнения на s и ре шения квадратного уравнения относительно sk через ph. Наличие множителя 1/s означает, что преобразование низкочастотного по люса не только создает два полюса полосовой функции, но и дает нуль в начале координат (рис. 2-24, а). Аналогично преобразование комплексно-сопряженной пары приводит к образованию двух пар полюсов полосовой функции и двух нулей в начале координат (рис. 2-24, б). Низкочастотные нули преобразуются так же, как низкочастотные полюсы, т. е. каждый низкочастотный нуль создает два нуля полосовой функции и один полюс в начале координат.
Аналогично существует выражение для определения положе ния полюсов заграждающей функции по полюсам низкочастотной:
(2-54)
При этом в числителе появляется множитель вида (р2 + ®l)/pk>
Следовательно, вся заграждающая функция будет иметь два «-крат ных нуля на мнимой оси в точках ± /(i)0:
Рассмотрим пример, иллюстрирующий получение полосовой функции из низкочастотной. Предположим, что надо получить полосовую функцию, сред няя частота которой о)0 = 1 рад!сек. Обычно полоса В получается меньше 1. Сначала подберем подходящую низкочастотную функцию, полоса пропуска ния которой на уровне половинной мощности равна В. Пусть эта функция имеет три полюса и определяется выражением
F(p) = |
(р + В) (pt + |
(2-55) |
рз 2Вр* + 2В*р + Д3 |
Bp + flsj |
|
Вещественный низкочастотный полюс |
преобразуется |
следующим образом: |
— д + / 1 / з д V _ А,
4
61
а при р = |
В |
|
г - в |
|
|
-------------/У З — |
|
|
|||
|
2 |
|
2 |
|
|
sl. ' ^ = |
- B |
+ j V l B ± - |/ ~ \ - в + р / г в _ |
| |
||
В частном случае, |
при |
/ 3 = 1 , имеем |
полосы: |
|
|
|
si* si = — 0.5 ± /0,867; |
,$2> 4 = — 0,352 ± |
/1,5; |
53* 5з = — 0,148 ± /0,63.
Полюсы и нули низкочастотной функции и их преобразования для по лосовой функции показаны на рис. 2-25 при В — 1. Средняя частота поло
совой функции равна 1 и является среднегеометрической верхней и нижней частот среза. Полоса между точками среза та же, что и у низкочастотной функ ции, т. е. для нашего примера равна 1 .
»
Расчеты значительно упрощаются в случае, если ширина по лосы полосовой функции значительно меньше средней частоты. Тогда совокупность низкочастотных р—z должна быть только сме щена вдоль оси /со и центрирована относительно требуемой средней частоты. Группа комплексно-сопряженных р—z располагается вокруг точек ±со0, и число нулей, соответствующее порядку низко частотной функции, помещается в начале координат. Поскольку полосы низкочастотной и полосовой функций отличаются в 2 раза, р—z низкочастотной функции (полосы В) должны перед преобра зованием принять положения, расстояния которых относительно координатных осей уменьшены в 2 раза, если требуется получить общую полосу В полосовой функции.
Рассмотрим пример, когда нужна полосовая функция с полосой В и
средней частотой (о0 (©о > В). Возьмем ту же передаточную функцию (2-55). Низкочастотная функция с полосой, отсчитанной от © = 0, имеет полюсы
Pi |
в |
\Уъв |
— Я; pv р\ = — |
2 |
|
|
2_ — |
62
Уменьшив значения положении полюсов в 2 раза, получим
' |
в |
’ '* |
В . !'УЪ В |
р . = - т . р. . р* — |
т * J - j — |
1ju>
tжш
\ w0ca
ju>
t
-ш-
Рис. 2-26. |
шв |
|
St. |
Преобразуя полюсы согласно узкополочному приближению, получим три нуля в начале координат и полюсы, лежащие в точках:
* |
|
В |
, • |
в |
А |
, ]/з в \ |
|
— |
~ |
х /f0o> s2> s2— |
т |
- 1 |
" » + — |
|
|
53» |
S3 |
|
|
|
При таком преобразовании (рис. 2-26) расположение полюсов практически определяется точнее, чем при использовании точного
аналитического |
преобразования |
|
Jil) |
|||||
и приближенных |
вычислений. |
J к> |
||||||
Для |
узкополосного |
прибли |
■Ш0 |
■Ш0 |
||||
жения |
расположения |
полюсов |
|
|
|
|||
относительно ш0 аналогично рас |
|
|
|
|||||
положению полюсов соответству |
-м-м- |
|
|
|||||
ющей низкочастотной функции. |
|
|
|
|||||
Это означает, что когда |
поведе |
|
|
|
||||
ние |
функции |
рассматривается |
|
|
|
|||
вблизи |
частоты |
а>0, влияние ну |
|
|
|
|||
лей, |
находящихся |
в начале ко |
Рис. 2-27. |
|
|
|||
ординат, компенсируется влия |
|
|
||||||
|
|
|
||||||
нием |
полюсов, |
расположенных |
|
нуля в |
на |
|||
возле точки —со0. Если имеется только один или два |
||||||||
чале координат, а не три, как на |
рис. 2-26, то длины |
векторов |
от |
нулей до полюсов незначительно изменяются в частотном диапа зоне около точки + со0 (т* е- в ограниченном частотном диапазоне интересующего нас узкополосного фильтра). Следовательно, нули, находящиеся в начале координат, не оказывают существенного
влияния, т. е. для любой узкополосной функции фильтра влия нием всех р—г, лежащих далеко от средней частоты со0 (сравни тельно с полосой В), можно пренебречь и считать функцию посто янной. Узкополосное приближение показано на рис. 2-27.
Г Л А В А Т Р Е Т Ь Я
ПЕРЕДАТОЧНЫЕ ФУНКЦИИ ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
3-1. Общие соображения
Синтез усилителя обычно ограничивается нахождением прин ципиальной схемы усиления сигнала и расчетом величин парамет ров элементов, обеспечивающих заданный коэффициент усиления в заданной полосе частот. Построение цепей питания в задачу син теза не входит. Этот вопрос достаточно подробно рассмотрен [11.
Чтобы обеспечить контроль за параметрами многокаскадного усилителя и упростить процедуру синтеза, усилительную цепь составляют из отдельных блоков. Каждый усилительный блок дол жен реализовать относительно простую передаточную функцию. Для получения рекомендаций по выбору схем и параметров усили тельных блоков необходим предварительный анализ. Задачей ана лиза является нахождение таких схем, которые могут быть реали зованы в электрические цепи, оптимальные как по усилительным свойствам, так и по чувствительности к изменению величин пара метров элементов.
При каскадном включении нескольких, усилительных блоков р—г отдельных простых функций изменяются так, чтобы получить требуемую совокупность р—г. Поскольку в цепях связи, блокирую щих цепях и в самих транзисторах имеются паразитные емкости, то каждый каскад вносит свои р—г. В результате передаточная функ ция многокаскадной цепи может оказаться сложной, с большим числом р—z. Сравнительно большое число р—z используют для по лучения достаточных постоянства усиления и линейности фазы в пределах заданной полосы частот и большого ослабления на ча стотах за пределами этой полосы. Если необходимое усиление не велико, а ослабление сигналов вне полосы пропускания значительно, то усилитель превращается в активный фильтр.
На |
низкочастотные |
характеристики усилителя |
оказывают ос |
|||
новное |
влияние развязывающие и |
блокирующие |
цепи. Наличие |
|||
конденсаторов связи в |
усилителе |
приводит js |
появлению |
нулей |
||
в начале координат плоскости р. |
Усилитель, |
переменного |
тока, |
|||
строго |
говоря, всегда является полосовым, а не низкочастотным. |
64
Если усилитель имеет широкую полосу пропускания, то можно рассматривать отдельно полюсы и нули передаточной функции, соответствующей высоким частотам, пренебрегая при этом р—г передаточной функции, соответствующей низким частотам и на оборот.
Порядок синтеза усилителя следующий. В зависимости от ко эффициента усиления определяется необходимое число каскадов. В соответствии с числом каскадов выбираются усилительные блоки, совокупность которых позволяет реализовать наиболее простую аппроксимированную передаточную функцию. Передаточная функ ция в свою очередь дает возможность рассчитать величины пара метров элементов каждого усилительного блока, реализующего всю передаточную функцию или ее часть. Если коэффициент уси ления синтезированного усилителя значительно отличается от за-
Рис. 3-1.
данного, то в выбранную схему вносятся коррективы (при этом аппроксимирующая передаточная функция также может изме ниться) и синтез проводится снова.
На рис. 3-1 показана система последовательно включенных уси
лительных блоков с передаточными функциями |
(р), f2 (р), . . . » |
fn (р). При составлении передаточной функции |
синтезируемого |
блока необходимо учесть входное полное сопротивление следующего за ним блока. Если оно бесконечно велико, то входное полное со противление нагрузки предыдущего блока не изменяется и усили тельное устройство может рассматриваться в виде системы, состоя щей из совокупности изолированных блоков. Такие системы наи более просты, так как при расчете каждый блок рассматривается в отдельности, а влиянием остальных блоков пренебрегают. Та или* иная степень изолированности усилительного транзисторного блока может быть достигнута благодаря использованию обратных связей. Если система состоит из блоков, входное полное сопротивление которых очень чувствительно к изменениям параметров элементов внешних цепей, то разделение при расчете такой системы на от дельные блоки неоправданно.
Способ, с помощью которого система, имеющая сложную пере даточную функцию, строится из изолированных блоков, состоит в том, что расположение р—г системы слагается из расположения р—z отдельных блоков. Например, система, определяемая р—г на рис. 3-2, я, где каждый полюс и нуль имеют порядок N, может быть осуществлена в виде каскадного соединения N идентичных
65
блоков, каждый из которых имеет расположение р—г, представ ленное на рис. 3-2, б.
Если / (р) является передаточной функцией цепи, то каскадное соединение N таких изолированных друг от друга цепей описы
вается передаточной функцией I/ (/?)1Л. При каскадном соединении N изолированных неодинаковых цепей с передаточными функциями fi (р)> fz (р), • • • передаточная функция всей цепи равна произве дению отдельных передаточных функций:
Г ( Р ) -.П /,( Р ) . |
(3-1) |
i=l |
|
С помощью каскадного соединения сложная передаточная функция может быть составлена из простых и легко реализуемых функций.
V |
« |
|
|
|
1>V |
<1 |
|
|
Nx |
а |
|
N* |
<г |
||
N* |
X |
||
|
|||
|
< |
|
|
|
Рис. |
3-2. |
Это большое преимущество каскадного включения. Однако, когда одинаковые цепи соединяются каскадно, то ширина полосы всей системы сужается по сравнению с полосой каждой отдельной со ставляющей.
Пусть дано N одинаковых каскадно соединенных цепей, каждая из которых имеет плоскую многополюсную передаточную функцию
1/(1 + со2л). Ширина полосы при половинной мощности каждой функции равна 1. Общая передаточная функция
F («) |
1 |
N |
(3-2) |
|
9 |
||||
|
||||
1 + |
(О2* |
|
|
и полоса на уровне половинной мощности системы получается при
F (со) = |
1/2. Обозначая соответствующую |
частоту |
через BN, полу |
чаем |
1 |
|
|
|
|
(3-3) |
|
|
l + BN |
|
|
|
|
|
|
откуда |
можно найти BN. Допустим, что |
В — ширина полосы на |
|
уровне |
половинной мощности каждого отдельного |
каскада. Тогда |
66
отношение общей ширины к ширине полосы одного каскада пред ставляет собой уравнение «сужения полосы»
b - V - t
из которого видно, что ширина полосы системы быстро уменьшается при увеличении числа каскадных функций. Однако это уменьше ние происходит медленнее, чем увеличение степени максимально плоского приближения каждой функции.
Типы блоков, используемых для построения усилителя, зави сят от величины общей площади усиления, которая представляет собой произведение коэффициента усиления на ширину полосы
пропускания К иВ< Если |
N каскадов соединены в изолированную |
||||
а) |
|
б) |
|
|
|
|
Зх |
|
jtw |
о |
х |
|
|
|
3 |
||
2 х |
|
|
З х |
|
|
1.. |
'J |
1 |
<Г |
(Г |
|
—И |
— |
|
|
|
|
З'х |
, |
|
2 |
\ |
|
|
|
З'х |
|||
З'х |
|
|
|
|
|
|
|
Рис. |
3-3. |
|
|
систему с общим коэффициентом усиления Ки при ю = 0 (рассмат риваются только высокочастотные р—z), то среднегеометрическое
коэффициента усиления каскада равно |
. Произведение КиВ |
всей системы определяется как средний коэффициент усиления, умноженный на общую ширину полосы Вс:
_i_
( * « « ) .- * ? * « • |
(З-5) |
Если все N каскадов состоят из простых одинаковых RC-цепей, то площадь усиления каждого равна kuB. Общая полоса меньше полосы каждого каскада из-за эффекта сужения:
(/С11В)с= А„в (27Г- | ) |
(3-6) |
При увеличении числа каскадов может наступить момент, когда это увеличение приведет к уменьшению площади усиления системы.
Стремясь к увеличению площади усиления усилителя, приме няют цепи коррекции или строят усилитель на различных каска дах, р—z передаточных функций которых образуют одну п-полюс- ную характеристику. Например, максимально-плоскую функцию (рис. 3-3, а) можно реализовать с помощью нескольких усилитель
67
ных блоков, каждый из которых реализует разные полюсы (рис. 3-3, б). Другой способ синтеза состоит в использовании ком пенсации полюсов нулями. Так, например, ту же передаточную функцию можно реализовать с помощью каскадного включения блоков, полюсы и нули которых представлены на рис. 3-4. Возмож ность компенсации значительно увеличивает число различных ва риантов схемных решений, применяемых для получения заданной передаточной функции.
На практике можно пренебречь парами р—2, расположенными на отрицательной вещественной оси достаточно близко друг к другу.
3* |
|
■ju> |
|
j w - |
с |
|
|
|
|
—х---------- |
<г |
.*■ |
сг |
|
3 |
|
|
2'* |
|
3*Х |
|
|
|
|
|
|
|
|
Рис. 3-4.
Допустимость такой операции определяется в каждом конкретном случае. Точность параметров элементов системы часто недостаточна для определения возможности существования данной пары. В то же время ее изъятие значительно упрощает передаточную функцию. На рис. 3-5 показан пример такой пары р—г.
X X |
ju> |
|
С |
|
|
—— — О—X---------- О---------------- -- |
|
|
X X |
|
|
Рис. 3-5. |
|
Рис. 3-6. |
Если один из полюсов передаточной функции расположен да леко на отрицательной вещественной оси (рис. 3-6), то этим полю сом можно пренебречь. Точность нахождения положения полюса или нуля зависит от допустимых частотных изменений коэффици ента передачи и фазы системы.
Проектирование электрических цепей, в том числе и транзи сторных усилителей, тесно связано с вопросом чувствительности. Под чувствительностью электрической цепи подразумевается мера изменения ее характеристик под влиянием изменения величин па раметров одного или нескольких элементов в составе цепи.
Если чувствительность цепи вычисляется для «наихудшего» случая, когда изменения параметров элементов-цепи берутся в гра ницах допусков в зависимости от времени и условий эксплуатации, то требуется определить границы, в которых может меняться функ
68
ция цепи. Если чувствительность вычисляется для случая, когда можно считать, что величины параметров элементов близки к но минальным значениям, причем отклонения описываются извест ными законами распределения вероятностей, то требуется найти распределение вероятностей для какой-либо функции цепи. В этом случае можно или получить представление об ожидаемом порядке величины дисперсии функции, или вычислить уровень достовер ности того, что цепь будет выполнять свое назначение.
Существует несколько критериев чувствительности. Рассмот рим два из них: классическую чувствительность (или чувствитель ность по Боде) и чувствительность в нуле.
Классическая чувствительность при изменениях параметров отдельных элементов определяется одним из выражений:
S g |
(W = rfln Т (/'ш1 = |
— |
(у'ш1 |
—±е - ; |
|
‘ |
|
din*/ |
|
deL |
Т (Н |
|
Se. (/ш) |
do (ш) |
+ |
м |
И |
|
d*/ |
d*/ |
(3-7)
(3-8)
где Т (/со) — функция цепи; et- — изменяющийся параметр эле мента; а (со) = In | Т (/со) | — коэффициент усиления в логарифми ческом масштабе; р (со) = arg Т (/со) — фаза. При малых изме нениях параметра элемента ё( можно перейти к конечным прира щениям
&Т (/со)
S i (/и.)« Л М - , |
(3-9) |
|
1 |
А*/ |
|
|
~~ёГ |
|
относительное |
изменение Т (/to) |
(3-10) |
относительное изменение *, |
|
|
т. е. |
|
|
Чувствительность в нуле для этого случая определяется |
как |
S P'! = |
l £ L e r, |
е‘ |
det- 1 |
<Л ~ АР/
4 ~~ аа ’
ес
т. е.
изменение в нуле относительное изменение элемента ’
(3-11)
(3-12)
(3-13)
где р/ — нуль или полюс функции |
Т (/со). |
||
Классическая чувствительность |
применяется: |
||
а) |
при |
вычислении влияния |
изменения параметров элементов |
на частотную |
характеристику; |
|
69
б) при вычислении влияния изменения параметров элементов на фазовую характеристику;
в) при исследовании чисто безреактивных цепей. Чувствительность в нуле удобно использовать в случаях:
а) когда нужна лишь качественная оценка чувствительности
цепи, поскольку 5^/— число, a S j — функция частоты;
б) когда рассматривают функции цепей, имеющие полюсы или нули вблизи оси /со (например, при исследовании устойчивости активных полосовых фильтров, глубины минимума измерительных RC-цепей, реализующих нули передачи и т. д.).
Можно показать, что связь между этими величинами чувстви тельности выражается формулой [14]
(3-14)
где К о — постоянный множитель при Т (/со). Из этой формулы видно, что полюсы функции чувствительности состоят из полюсов и нулей функции Т (/©).
Чувствительности характеристик электрической цепи к изме нению величин параметров элементов определяются конфигурацией цепи и величинами параметров пассивных и активных элементов, составляющих данную цепь. Они представляют собой частные про изводные модуля или аргумента передаточной функции цепи, за писанной в виде функции величин параметров всех элементов прин ципиальной схемы, по каждому из элементов. Так как соотношения между величинами параметров элементов цепи определяются рас положением полюсов и нулей выбранной передаточной функции, то чувствительность цепи зависит от выбора аппроксимации.
При синтезе транзисторных усилителей, реализующих много полюсные передаточные функции, целесообразно использовать мак симально-плоскую аппроксимацию или аппроксимацию полиномами Чебышева с малыми колебаниями в полосе пропускания, полюсы которых имеют сравнительно небольшие добротности. Следует от метить, что значительное уменьшение колебаний в полосе пропу скания не приводит к уменьшению чувствительности цепей, несмо тря на то, что добротность полюсов продолжает уменьшаться. Это объясняется тем-, что чувствительность цепи зависит не только от добротности р—z, но и от их координат на плоскости р, определяю щих относительные величины параметров элементов цепи.
Для уменьшения чувствительности цепи передаточные функции высокого порядка разбивают на множители и реализуют несколь кими каскадно включенными цепями. Наибольшую чувствитель ность при сомножителях второго порядка имеет цепь, реализую щая пару комплексно-сопряженных корней с наибольшей доброт ностью. Чувствительность звеньев можно уменьшить и сделать
70