книги / Обнаружение, распознавание и пеленгация объектов в ближней локации
..pdfбелым шумом, не коррелированным с сигналом. В этом случае выборочная реализация процесса на входе системы
у(/) = С/с(/) + С/ш(0. |
(3.30) |
Нестационарные нецентрированные реализации могут подвер гаться дискретизации в предположении, что спектр каждой выбо рочной реализации ограничен частотой среза / в. При разложении
нестационарных реализаций по ортогональным координатам целе сообразно воспользоваться приближенным разложением Котель никова и представить каждую выборочную реализацию п = 2/ ВГ
отсчетами.
При решении задач обнаружения на основании принятых до пущений можно не рассматривать полосу частот вне интервала О-/ в и считать шум белым полосовым, ограниченным верхней частотой / в. Тогда плотность распределения вероятностей шума будет за
писываться аналогично выражению (3.10), так как отсчеты слу чайного процесса с постоянной спектральной плотностью в огра ниченной полосе 0- / в, взятые по теореме Котельникова с интер-
д 1
валом At = > оказываются некоррелированными, т.е. имеют
диагональную матрицу корреляционных моментов. Отсчеты хк
нестационарного сигнала {(Ус(/)}, представленного по теореме Котельникова:
а д ) = £ * л ( '- * Д ') > |
(3.31) |
*=! |
|
в общем случае будут коррелированными. Тогда сигнал {£/c(f)}
может быть задан вектором средних ц = и матрицей ковариа-
ционных моментов С и при нормальном распределении отсчетов хк плотность распределения вероятностей W(x........хп) будет иметь вид выражения (3.9).
Рассматривая входной случайный процесс (y(f)}, представ ленный по теореме Котельникова, будем полагать, что на вход сис темы поступает совокупность ортогональных сигналов \\>к(t - кAt), известных точно по форме и имеющих случайные коррелированные амплитуды хк, в смеси с белым полосовым шумом. Для этого случая
(3.32)
(3.33)
W(yx,...,y„lxb ...,xn) = {2%G2) |
— п / 2 |
|
||
x |
|
|||
xexpi 'г |
J |
*=i |
d4> |
(3.34) |
[ |
0L |
J J |
|
|
W{yx,...,ynlxx=0,...,xn =0) = W{UmX,...,Uvin). |
(3.35) |
Выражение (3.35) аналогично формуле (3.10). Тогда на осно вании выражений (3.9), (3.10), (3.32)-(3.35) коэффициент правдо подобия (3.11) можно представить в виде
|
|
|
|
|
, |
. —1/2 |
Г |
1 |
я |
И |
|
|
|
М Г ]= |
(2д)” а м с |
ехр |
- - Ц |
х , » (* ,-* )(* » - ц , ) - |
|||||||
|
|
|
|
|
|
|
I |
|
Z /=1 ы\ |
|
|
|
|
|
|
|
Т Г |
|
|
|
“j2 |
f |
л |
|
|
|
|
“ |
" J |
|
|
|
|
dt + -^-\y2{t)dt|>У1- (3.36) |
||||
По аналогии с выражением (3.17) из формулы (3.36) следует |
||||||||||||
- |
j |
^ |
л |
л |
Z |
М * / - |
|
о |
Т |
Ц*)+ |
(t- kbt) |
|
|
|
Z |
Ц/)(*А- J - |
d t- |
||||||||
|
1 /=1 к=1 |
|
|
7 |
y(0Z**V * |
|
||||||
|
|
|
|
|
о |
*=1 |
|
|
||||
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
п2 |
|
|
|
|
|
|
|
|
-r i| .*=1 |
|
|
|
J |
|
(3.3?) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
||
где |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
Y* = 1п{у1 [(2я)л detc]1/2 |
|
(3.38) |
На основании ортогональности координат v|/A(/ —/сДг) в раз ложении по Котельникову
f |
- к ы ) Ц),(t - lAt)dt = |
|
при |
/ = к; |
|
jV* 0 |
|
||||
l/2/B |
при |
(3.39) |
|||
9 ' |
л |
/ = к\ |
|||
|
+ |
(3.40) |
|||
^Оо |
*=1 |
SQ |
|||
fit |
О 2 |
Несмещенная оценка случайного отсчета хк в момент времени (/ —кAt) по методу максимума правдоподобия равна
т |
|
Xk=2fB\y { t)y k {t-kAl)dt. |
(3.41) |
о |
|
Как видно из равенства (3.41), оценку случайного отсчета хк |
|
входной реализации y(t) в момент времени (/ - кAt) |
можно полу |
чить на выходе линейного фильтра, оптимального по критерию максимума отношения сигнап/шум для сигнала ц/к ( t - кAt). Спек тральную плотность функции
\\ik {t-kAt) =sin 2nfB(t-kAt) 2я/„ (t - kAt)
запишем в виде
при (K|co|«So>cp, C0c =2л/в;
S(jG>) =<®c
0 при H>cocp.
Оптимальный фильтр, согласованный с сигналом \yk(t -kAt),
будет физически не реализуем. Однако на практике его можно заме нить квазиоптимапьным фильтром с той же амплитудно-частотной характеристикой в виде идеального полосового фильтра с частотой среза / в и модулем комплексного коэффициента передачи:
ГК0 |
при |
0 < |со| < соср; |
[0 |
при |
|со| > соср. |
Математическое ожидание оценки хк в этом случае будет равно
хк, а дисперсия оценки ст2 — дисперсии белого шума.
На основании изложенного и с учетом выражений (3.39)— (3.41) последние два члена в левой части неравенства (3.37) вы числим, используя оценку отсчета случайного процесса на выходе идеального полосового фильтра с частотой среза / в. Тогда алго ритм системы обнаружения представим в виде
Ок=1 |
“ И * ) » Y* |
(3 -4 2 ) |
z 1=1 к=1 |
|
|
или |
|
|
-г- JУ2( ' ) |
< * ( * / " К Xs* - V - k ) > У\> |
(3.43) |
*^0 о |
Z /=1 *=1 |
|
где X 0 — реализация на выходе идеального полосового фильтра с частотой среза / в.
При решении задачи распознавания на вход системы поступа ют реализации y(t), содержащие и помехи в аддитивной смеси с
белым шумом: |
|
y{l) = U„(l)*Um(l). |
(3.44) |
В общем случае помеха {Un(/)} (так же, как и сигнал) — неста ционарный случайный процесс. Если выборочные реализации по мехи не содержат частот выше / вп, то реализацию помехи можно представить по теореме Котельникова числом отсчетов
где Т„ — длительность помехи, и при нормальном законе рас пределения плотность распределения вероятностей отсчетов помехи можно записать аналогично выражению (3.25). В рас сматриваемом случае система должна решать задачу распозна вания и вычислять отношение коэффициентов правдоподобия (3.26). Тогда на основании выражений (3.32)-(3.37) и (3.42), (3.43) распознавание сигнала Uc{t) от помехи Un(t) можно осуществлять, решая неравенство
т |
|
т |
Т - \ у1 (О<*" |
£ Z |
(*/С- ц?)(**-И *)“ Т f?n (О * + |
^0 о |
А /=1 Л=1 |
^ О |
+^ZIX*(*" -^п)(**п- ^ * )* Y1* |
(3.45) |
z <=| *=i |
|
где ус (0 и Уп (t) — реализации сигнала и помехи, полученные с
выходов идеальных линейных полосовых фильтров с частотами
среза / вс и / в" соответственно.
Оптимальная система, решающая совместно задачи обнаруже ния и распознавания, должна совместно вычислять неравенства (3.43) и (3.45).
При выборе интервала дискретизации из наиболее высокой
частоты среза / вс решение о наличии на входе реализации сигнала
при распознавании на основании неравенства (3.43) можно прини мать по следующему неравенству:
-\lL Y X ik (*/ |
"И*) + x Z S x» (*/ “ К1)!*' -Ц*) >Уг- |
z /=1 *=i |
L i=i *=i |
|
(3.46) |
Алгоритмы (3.43) и (3.46) можно упростить, и решение о на личии на входе реализации полезного сигнала при обнаружении и распознавании можно принимать, вычисляя одно неравенство в схеме с одним пороговым устройством.
Области принятия решений оптимальных и рациональных систем
Для обоснования рациональных способов построения СПР в ближней локации, в которых используется априорная информация о взаимной корреляции параметров сигналов, рассмотрим двухканальную систему обнаружения. При п - 2 квадратичные формы алгоритмов (3.23) и (3.42) будут иметь вид
Q(x ) = ~ ^ |
H xik(xt - ^/)(** - H )= |
|
|
||||
|
Z M |
Л=1 |
|
|
|
|
|
= ~ i (-*■1 — И-i) |
+ ^ 2 2 ( JC2 “ И-2)2 + |
2 ^ i 2 ( - * i - |
M’i)(-*2 |
" И - г ) ] ’ |
(3 - 4 7 ) |
||
где X — матрица, обратная матрице ковариационных моментов С. |
|||||||
Выражение (3.47) преобразуем к следующему виду: |
|
||||||
8 ( х ) ~ ~ 2 Х22 — |
( х 1 - Ш )2 + ( х 2 - ^2 )2 + T ^ |
( x l - |
h )(* 2 - Н 2 )+ |
||||
|_Х22 |
|
|
v22 |
|
|
||
|
\2 |
( \ |
\ 2 |
|
|
|
|
v12 |
4 2 |
(х\ ~ ^ f |
|
|
|||
|
(^1 -Н )2 - |
|
|
|
|||
^22 J |
4^22 У |
|
|
|
|
||
= ~ \ Х 22 |(* 1 ~ Ц1) 2 -Я' 11^ 2 |
Х ‘2 + (^2 - Н2) - |
“ ^ ■ ) ( ДС* " Ц1) |
j’ |
||||
При и = 2 |
|
|
|
|
|
|
(3.48) |
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
|
1 |
|
|
Г |
|
С = |
г а ^ |
Х = |
|
|
a ^ |
^ - r 2) |
|
|
|
|
|
|
|||
|
Г |
|
|
1 |
|
||
га. а |
а 2 |
|
|
|
|
||
1и 2 |
a ^ f l - r 2) |
a ? ( l - r 2) |
|
||||
|
|
|
где CTj и а 2 — среднеквадратические отклонения оценок случай ных параметров х, и х2 соответственно; г — нормированный ко эффициент взаимной корреляции оценок параметров J, и х2.
Линейная регрессия g, случайной величины 5, на остальные п - 1 величины есть функция вида
St = Ц/ + Z Р<* (** ~ И*). |
(3-49) |
*=1 |
|
где коэффициенты регрессии
й « — М » * ) '1 |
(3.50) |
Учитывая, что в матрице X Xik = Хш, имеем
Р ik - ~^ik ( \ i ) 1 - ~^ki (^ii)
На основании равенства (3.50) в выражении (3.48) множитель
при (х, —Ц|) в квадратной скобке - ^ 12 (^22) —Р21 есть коэффициент регрессии оценки случайного параметра х2 на оценку х,. При п = 2
При больших значениях коэффициента взаимной корреляции оценок случайных параметров xj и х2, например г > 0,9, и откло нении оценок Зс, и х2 от линии регрессии первым членом в фи гурной скобке выражения (3.48) можно пренебречь по сравнению с членом, стоящим в квадратной скобке, как величиной второго порядка малости.
Действительно, при г > 0,9
Тогда при принятом допущении (г > 0,9) вычисление квадратич ной формы (3.47) сводится к вычислению полинома вида
|
|
|
2 |
|
£?(*) = -2^22 |
(*2-H 2)~P2l(*l-m ) |
(3.51) |
||
или |
|
|
|
|
1, |
L |
° |
2 |
|
(3.52) |
||||
Q ( x ) = - - x u |
(* i- n i) - p ,2(*2 —И2 ) |
Вторые члены, стоящие в квадратных скобках правых частей выражений (3.51) и (3.52), на основании равенства (3.49) являются линейными регрессиями одного случайного параметра на другой.
Таким образом, корреляционная оценка случайных парамет ров сводится к вычислению квадрата отклонения истинного значе ния оценки одного случайного параметра сигнала от ее регресси онного представления через оценку другого.
В системах ближней локации для случайных сигналов, имею щих одинаковую физическую природу, при усреднении по услови ям встречи вблизи выбранной точки в большинстве случаев ока зывается
(3.53)
с, а 2
поскольку параметры обоих сигналов чаще всего есть функции одного и того же вида от случайных параметров условий встреч и параметров приёмопередающего тракта.
Тогда в равенствах (3.51) и (3.52) на основании равенства (3.53) при коэффициенте корреляции г > 0,9
о |
о |
Р21Ш"Ц2=0> |
Pi2^2-14s 0 - |
При принятых допущениях с учетом специфики систем ближ ней локации корреляционная оценка случайных параметров сигна лов при п = 2 сводится к вычислению полиномов вида
о |
(3-54) |
Q(x ) — 2 ^ 22 *2"Р21*1 |
Остаточные дисперсии линейного регрессионного предсказа ния представим следующим образом:
4 № - * 2)2]"°г(1-г2),
На основании выражения (3.23) при принятых допущениях ад. горитм работы двухканальной системы с квазидетерминированными сигналами, вычисляющей коэффициент правдоподобия, мо. жет быть представлен в виде:
ПО
при корреляционной оценке по равенствам (3.54) |
|
|
|||||
у2 |
Я\ |
. -2 |
Яг_______1 |
0 |
\ 2 . |
|
(3.55) |
|
^oi |
2 |
*^02 2 ^ ( 1 - г 2) |
*2"р21*1 |
\ |
|
|
|
|
|
|
|
|||
при корреляционной оценке по выражению (3.51) |
|
|
|||||
—2 Я\ , —2 |
Яг |
|
1 |
|
|
у,. |
(3.56) |
+ х. |
$02 |
2сг| (l —r 2)L(*2 “ И2 ) - Р21 (*l “ Ml) |
|||||
>01 |
|
|
Как видно из неравенства (3.55), принятие решения о присут ствии на входе системы реализации сигнала при принятых допу щениях с учетом специфики систем ближней локации сводится к оценке энергии сигналов на фоне шума со спектральными плотно стями £01 и S02 путем вычисления первых двух членов неравен ства (3.55) и к оценке регрессионных соотношений случайных ам плитуд сигналов путем вычисления третьего члена неравенства (3.55), который на основании выражений (3.49) и (3.54) представ ляет собой отношение квадрата ошибки регрессионного представ ления оценки одного случайного параметра через оценку другого к остаточной дисперсии.
При коэффициенте взаимной корреляции г > 0,9 для уменьше ния отличий в областях принятия решений оптимальных регресси онных систем с целью исключения операций центрирования оце нок при неизвестных математических ожиданиях р, и р2 в систе-
о
мах ближней локации вместо коэффициента регрессии Р2|> кото рый будем называть коэффициентом центральной регрессии, целе сообразно использовать коэффициент начальной регрессии р2| •
Как видно из неравенства (3.55), граница области принятия решения системы обнаружения на плоскости х]Ох2 определяется
кривой второго порядка. Общее уравнение второй степени относи тельно Зс, и х2 имеет вид
_2 |
__ |
_п |
_ |
_ |
ах,Х| |
+ 2al2xtx2+ а2гх2 + 2%*i + ^-аггхг + азэ = |
|||
где ajk =акп |
i,k =1; 2; 3 . |
|
|
|
Инвариантами относительного переноса и поворота осей, оп ределяющими свойства кривой второго порядка на плоскости, яв ляются три величины:
|
«1 1 |
«12 |
« и |
«12 |
«13 |
|
А = а 2 \ |
|
|
||
I — С1\\ + # 2 2 > |
D — |
; |
« 2 2 |
« 2 3 |
|
|
а 2 \ |
а 22 |
|
« 3 2 |
«33 |
|
|
|
«31 |
При исследовании области принятия решения без ущерба для общности рассуждений масштабы единичных сигналов по форму
ле (3.8) можно выбирать так, чтобы по каналам были одина-
So,
ковыми. При этом соответственно изменятся и масштабы случай ных параметров Зс, и Зс2, а также параметры распределения веро ятностей. Тогда неравенство (3.55) можно представить в виде
2Sn
*12 +*2 - л |
г (х2 - h i * ')2 ^ |
(3.57) |
[\-Г*)02 |
Я |
Граница области принятия решения, определяемая алгорит мом (3.57), характеризуется инвариантами
7 = 2 - + |
D m J +^ |
|
(1 - r 2)°l ’ |
( l - r 2)cr2 ’ |
(3.58) |
♦ So
A = - b -+D.
Я
В выражениях (3.57) и (3.58) S0(2q)~' — дисперсия оценок случайных амплитуд сигналов х, и х2; (1 -г )о2 — остаточная дисперсия оценки случайного параметра Зс2 при регрессионном представлении через Зс,; Р21 — коэффициент начальной регрес
сии.
Если отношение остаточной дисперсии к дисперсии оценок случайных параметров