книги / Синтез принципиальных схем цифровых элементов на МДП-транзисторах

Соотношение (4.8а) справедливо для объемной техноло­ гии изготовления дополняющих МДП-транзисторов, при которой легированные области создаются диффузией. Сте­ пень легирования подложки n-канального транзистора, как правило, выше, чем у р-канального. Поэтому и емкости легированных областей отличаются примерно в два раза 119, 41, 59]. Соотношение (4.86) справедливо, если учесть, что подвижность электронов в два раза выше подвижности дырок, а, следовательно, удельная крутизна характерис­ тики я-канального транзистора в два раза выше, чем у р- канального транзистора. Сопротивления каналов открытых транзисторов обратно пропорциональны удельной^крутиз­ не. Поэтому, как правило,1ги.выполняется'(4.86) [19, 41, 59].

мальная постоянная времени установления и ап и и ар, имею­

щих одинаковые уровни; тманс2 при и ап — йар — макси­ мальная постоянная времени) установления и ап и и ар, имею­ щих разные уровни; /?макс при и ап — и ар — эквивалентное

максимальное сопротивление при формировании одинако­ вых сигналов на затворах транзисторов оконечного каскада;

#макс при и ап — «эр — сопротивление при формировании

л

и

лучшее быстродействие имеет вариант 9, а среди синтези­ рованных схем — варианты 8, 1, 2 [71].

Конечно, приведенный анализ не позволяет с исчерпы­ вающей достоверностью сделать^вывод^преимуществах од­ ного элемента^перед другим. Так, например, в варианте 9 задержка_выходного сигнала будет зависеть и от задерж­ ки на затворе инверторов, что снизит быстродействие схе­ мы, но даже и в этом случае вариант 9 будет иметь наибольшее^быстродействие. Варианты 1 и 2 схемотехнически по­ добны друг другу. Различие заключается в разделении це­ пей подачи информационных сигналов в элементе на рис. 4.6 и в их объединении в^элементеАна рис. 4.5. Однако такое отличие приводит к уменьшению дополнительной емкости в варианте 1 и, следовательно, к росту быстродействия. По числу информационных сигналов преимуществом обладает вариант 7.

Сравнивая полученные результаты, видим, что лучши­ ми по всем показателям являются варианты 9, 1,2 . Однако предпочтение следует отдать элементам с наибольшим бы­ стродействием.

Детальное сравнение синтезированных вариантов схем проводилось по результатам анализа переходных процес­ сов в них на ЭВМ. Проведенное сравнение подтвердило вы­ воды, полученные приближенными методами, что позволи­ ло рекомендовать для практического использования в циф­ ровых системах варианты схем 9, 1,2 . Однако и остальные варианты позволяют получить хорошие результаты, если, например, для их реализации использовать технологию кремний на сапфире (КНС).

4.5. Использование эвристического приема при синтезе элемента с тремя состояниями

В элементах с тремя состояниями иап и изр зависят от одного и того же набора простых переменных. Поэтому су­ ществует возможность представить одну из этих функций через другую, используя для этого воздействие сигналов на отдельные транзисторы. На рис. 4.14 представлена схема элемента, в котором ивп реализуется с помощью иар. Как видно из рисунка, игр реализуется двухвходовым типовым элементом И—НЕ на транзисторах V T 3—V T6 . Для реали­ зации изп используется двунаправленный ключ на VT7, V T8 . Кроме того, отдельный член РЛФ, общий для игп и «зР, реализуется на VT3.

Из рис. 4.15, где приведены диаграммы Вейча для изр,

«зп» «зп. следует, что иар можно использовать в качестве управляющего сигнала, так как большинство наборов вход­ ных переменных приводит к значению иар = 1, иап также можно использовать в качестве управляющего сигнала.

Например, если А использовать как информационный, а и3р как управляющий сигнал, то можно передать уровни логических 0 и 1 (пару состояний 1—0) для реализации «зп. При небольшом числе переменных, от которых зависит функ­ ция, визуальный анализ функций по диаграммам Вейча по­ может быстро определить наиболее рациональные воздей­ ствия на транзистор для выражения одной функции через другую. Однако такой путь непригоден при наличии слож­ ных функций от большого числа переменных. Поэтому целе­ сообразно разработать процедуру синтеза, позволяющую выразить значения отдельных функций через другие. Пред­ лагаемая ниже процедура напоминает традиционный поиск импликант, общих для нескольких функций. Однако име­ ется и существенное отличие: во-первых, находятся импликанты, покрывающие наборы, на которых функции прини­ мают как значение 0, так и 1; во-вторых, рассматриваются все импликанты, которые могут быть реализованы с помо­ щью заданных функций и простых логических переменных.

рующий информационный сигнал равен 10]Х1Х 2. Пер­ вая строка и четвертый столбец дают неопределенное значение независимо от информационного сигнала, связан­ ного с X v Это обусловлено тем, что произведение управ­ ляющих сигналов этих термов равно нулю.

На рис. 4.16 приведена иллюстрация, соответствующая равенству нулю произведения переменных, поданных на транзистор. Этот фрагмент соответствует произведению двух термов [0]Хх и [1]Хх, последний из которых используется в качестве'управляющего сигнала. Первый терм реализует­

значения*. Заполнив табл. 4.4, 4.5, найдем все импликанты, которые потенциально можно использовать для покры­ тия другой функции. Очевидно, если какая-либо импликанта, полученная при воздействии функций и простых пере­ менных на отдельные транзисторы, покрывает значения других функций, причем число покрываемых наборов пе­ ременных достаточно большое, что позволяет надеяться на минимальную по некоторым 4критериям реализацию этих функций, то такую импликанту целесообразно использо­ вать для записи РЛФ покрываемых функций. Следователь­ но, табл. 4.4, 4.5 позволяют определить пары импликант для каждого значения информационного и управляющего сиг­ налов. i

Отметим, что обычно при синтезе комбинационных схем анализируются импликанты истинных значений функций и осуществляется поиск импликант, общих для заданного на­ бора функций. С развитием интегральной электроники цен­ ность отдельного логического каскада, в частности инвер­ тора, I значительно снизилась. Поэтому инвертирование функции для получения импликант, общих с другими функ­ циями, вполне допустимый прием. Следовательно, для поис­ ка общих импликант при реализации нужно рассматривать не только истинные, но и инверсные значения функций. Использование инвертора — это эвристический прием, ко­ торый тем не менее можно всегда предусмотреть в про­ цедуре синтеза и поиска новых схемотехнических реше­ ний. Поэтому в рассматриваемом примере определяются потенциальные импликанты покрытий как для истинных (табл. 4.4), так и для инверсных (табл. 4.5) значений функ­ ций.

На основе полученных результатов определяем покры­ тия конституент 0 и 1 функций F t и Р 2 импликантами, ко­ торые можно получить из этих функций. Импликантные матрицы покрытий для потенциальных импликант, полу­ ченных для истинных и инверсных значений функций, пред­ ставлены в табл. 4.6 и 4.7. Каждая строка соответствует паре управляющего и информационного сигналов. Например, первая строка табл. 4.6 соответствует управляющему сигна­ лу [1М и информационному F x. Импликанты, образован­

* О т м е т и м , ч т о д о п о л н я ю щ и е у п р а в л я ю щ и е с и г н а л ы , с д в и т ы е д р у г о т н о с и т е л ь н о д р у г а в о в р е м е н и , п о з в о л я ю т ф о р м и р о в и м п у л ь с н ы е с и г н а л ы , е н а ч е н и я к о т о р ы х с о в п а д а ю т с о з н а ч е н и я и с х о д н о г о и н ф о р м а ц и о н н о г о с и г н а л а .