книги / Цифровые приборы с частотными датчиками
..pdfДобротность варикапа определяется из эквивалентной схемы, по казанной на рис. 3-9 (без учета индуктивности и емкости выводов).
Здесь последовательное сопротивление Rn складывается из сопротив ления материала полупроводника и сопротивления контактов, а па
раллельное сопротивление RU1 — это обратное сопротивление р—n-пе рехода. Полное сопротивление диода (для малых переменных сигна
лов) может быть записано в виде
Z = Rn + i + - W „ |
CRI |
1 - f a'C'Ri |
Отношение реактивной составляющей сопротивления к активной
определяет добротность Q варикапа. |
|
|
|
||
В области нижних частот, где со2C2R2m< |
|
<^ |
|
||
С 1, добротность |
Q = |
a>CRw; в области |
I |
с |
I /?„ |
верхних частот, где |
Rn > |
-----— ---- , |
^ ^ |
II |
1 * |
|
|
1 - 1- ь>2С 21?-ш |
|
|
|
О = |
р |
Рис. 3-9, Эквивалентная |
|||
— |
. |
схема варикапа |
|||
|
coCi?n |
|
|
|
Между этими областями лежит диапазон частот, в котором доброт ность варикапа максимальна и в котором наиболее целесообразно его
использовать. В измерительной технике применяются, как правило, кремниевые варикапы, обратное сопротивление и добротность которых
значительно выше, чем у германиевых. Так, для кремниевого вари
капа с Rn = 2 ом, Rm = |
107 ом, С = |
50 пф получается QMaKC = |
1100 |
|
и fom = 700 кгц [60]. Добротность |
катушек |
индуктивности в |
этом |
|
же диапазоне составляет |
100 ч- |
150 (см. |
рис. 3-2). |
|
Произведение SQ может служить показателем качества варикапа на заданной частоте. При шунтировании варикапа емкостями, если
потери в шунтирующих конденсаторах отсутствуют, результирующая добротность возрастает на столько же, на сколько уменьшается отно сительная чувствительность.
Изучение и экспериментальный сравнительный анализ схем гене раторов показали, что преобразователь напряжения в частоту целе сообразнее выполнять на базе LC-генераторов, причем хорошими ха рактеристиками — стабильностью во времени, малыми температурной зависимостью и зависимостью от напряжения питания — обладают
генераторы, собранные по схеме Клаппа [61 ]. ЯС-генераторы с ва
рикапами [98] менее стабильны. В качестве управляемых емкостей лучше использовать кремниевые стабилитроны типов Д808 — Д813 или Д814, обладающие большей емкостью (С0 — 300-*- 400 пф), чем специально выпускаемые промышленностью варикапы типов Д901А— Д901Е, а также и большей чувствительностью.
Выбор амплитуды переменного напряжения на варикапе и посто янного смещения. Варикап является нелинейным элементом и при включении его в контур находится под действием постоянного управ
ляющего напряжения и переменного со стороны контура {UJ).
Поэтому изменение амплитуды переменного напряжения на варикапе вызывает изменение выходной частоты, причем причинами этого из менения являются как нелинейность емкости, так и нелинейность об ратного сопротивления р—п-перехода.
В работе [90] дан расчет поправки к частоте, вызванной нелиней
ностью емкости, путем решения нелинейного дифференциального урав
нения, описывающего свободные колебания в контуре без потерь.
Результаты расчета для случая включения в контур одного (рис. 3-10, а) и двух варикапов (рис. 3-10, б) с относительным разбросом емкостей у приведены в табл. 3-2. При встречном включении двух варикапов со
строго идентичными ха-
|
|
|
Т а б л и ц а 3 -2 |
рактеристиками |
общая |
|
|
|
|
|
емкость оказывается ли |
||
|
Поправка к частоте |
при вклю |
нейной и частота теоре |
|||
V ~ m |
|
чении |
|
тически не должна зави |
||
|
|
|
сеть от амплитуды. |
|||
ü ic + и см |
|
двух варикапов |
||||
одного |
Рассмотрение |
попра |
||||
|
|
|||||
|
|
|
||||
|
варикапа |
7 0.5 |
I Т 0,2 |
вок к частоте убедитель |
||
1 ,0 |
|
|
|
но показывает |
преиму |
|
1 ,8 |
0 ,1 4 |
0 ,0 2 5 |
щество включения двух |
|||
0 , 5 |
||||||
0 ,5 2 |
0 ,0 3 8 |
0 , 0 0 6 |
варикапов и позволяет |
|||
0 , 3 |
0 ,2 1 |
0 ,0 1 4 |
0 ,0 0 3 |
|||
оценить погрешность от |
||||||
0 ,1 |
0 ,0 2 5 |
0 ,0 0 2 |
— |
изменения U_ при вы бранном Ucu.
Нелинейность обратного сопротивления перехода вызывает ча стичное выпрямление напряжения [98] и появление на емкостях
варикапов дополнительного смещения. Это смещение тем больше, чем больше U_, чем ближе к нулю £/см и чем больше постоянное сопро
тивление, шунтирующее варикап (включая сопротивление источника
сигнала). Практически дополнительное смещение при разомкнутом входе преобразователя и U_ = 20 50 мв меняется от десятых долей
милливольта до нескольких милливольт.
Несмотря на то, что обе рассмотренные погрешности уменьшаются
с ростом £/см, работать при больших смещениях нецелесообразно, так как это на порядок уменьшает чувствительность. Более выгодно ра
ботать при малых смещениях или даже без смещения, а малость по
грешностей от изменения U_ и сопротивления источника сигнала
обеспечить выбором малой амплитуды переменного напряжения на варикапе. Это достигается путем уменьшения напряжения питания
генераторов до 3—4 в, включения варикапов в контур через понижаю щий трансформатор, а также с помощью устройств автоматической
регулировки усиления, поддерживающих заданную малую амплитуду переменного напряжения на выходе или входе усилительного каскада генератора.
Температурная зависимость емкости барьерного слоя запертого /;—«-перехода характеризуется температурным коэффициентом
ТК Е = — |
1 |
(3-6) |
2 |
1+ÜSL |
|
U„
где I — температурный коэффициент диэлектрической проницаемости
обедненного слоя, равный для кремния | = + 2 -10-4 1/град; X — температурный коэффициент контактной разности потенциалов, рав
ный X = — (3 -s- 6) 10_3 1/град.
Если выразить температурную нестабильность частоты в виде величины абсолютного дрейфа по напряжению, приведенному к уп
равляющему входу, то получим следующее соотношение:
IU = 4£/к|^1(Г4(l + + (1,5-^3) 1(T3J в/град.
Из этого выражения видно, что основную долю нестабильности
вносит температурная нестабильность контактной разности потенциа лов. Для уменьшения температурной зависимости можно подбирать температурные коэффициенты элементов контура. Кроме того, ТКЕ
зависит от напряжения смещения С/см. Если напряжение смещения в свою очередь сделать зависящим от температуры, то, подбирая его температурный коэффициент, можно скорректировать основную со
ставляющую погрешности от температуры. Можно показать, что в
этом случае необходимо обеспечить равенство
т к и ^ т к и ^ .
ик
При условии линейной зависимости £/см (Т) и [Усм = UK необхо
димо обеспечить положительный температурный коэффициент напря
жения смещения, равный (3 6) 10~3 Иград.
Нелинейность характеристики преобразования напряжения в ча
стоту может быть рассчитана по формулам § 2-2 путем подстановки
/2 = 4, так как в данном случае |
|
|
|
|
4 |
Г |
и*м |
|
|
|
|
|
/ = / * ■ ! / |
|
' ик t |
где /„ = |
1 |
|
|
|
|
|
2г,у'1с0
Например, при аппроксимации секущей минимальная приведен ная погрешность (см. табл. 2-1) составляет
Если задаться ул < |
0,1%, |
то Д///н < 0,38%. По |
найденной та |
ким образом максимальной относительной девиации |
е/накс = Д///„ |
||
и чувствительности преобразователя определяется |
предел измере |
||
ния по напряжению: |
|
|
|
|
of |
III |
|
|
fd U |
|
|
При Д///„ = 0,38% |
и Uca = |
0 напряжение UBX составляет 12 мв. |
На возможность измерения/таких малых напряжений при использо вании варикапов указывалось в работе [100]. При дифференциальном включении преобразователей одинаковой чувствительности допустимое
относительное изменение частоты для ул = 0,1% увеличивается со
гласно табл. 2-3 как
(3-7)
до 3,4%, и предел измерения дифференциального преобразователя
таким образом может быть расширен до 100 мв.
Дальнейшее расширение пределов измерения при использовании
преобразователя напряжения в частоту с варикапом требует допол нительных цепей коррекции нелинейности. Другой путь для достиже
ния того же результата с одновременным улучшением метрологиче
ских свойств — переход от метода прямого преобразования к уравно вешивающему преобразованию. Для повышения чувствительности на малых пределах измерения на выходе преобразователя может быть
использован умножитель частоты. Входное сопротивление, состав ляющее величину порядка сотен мегом в случае прямого преобразо
вания, может достигать Ю5 Мом в случае уравновешивающего преоб разования, что позволяет осуществлять работу с высокоомными ис
точниками.
Схемы преобразователей напряжения в частоту с использованием варикапов. В настоящее время имеется несколько работ, посвященных измерительным приборам с управляемыми генераторами на варика пах. В работе [100] описан полупроводниковый усилитель к само пишущему вольтметру, предназначенный для измерения тока порядка
10-7 а при малом падении напряжения на входных зажимах (менее 50 мв). Структурная схема усилителя показана на рис. 3-11. На
рис. 3-12 представлена схема генератора этого прибора. Генератор
выполнен по схеме Франклина. Для уменьшения амплитуды перемен
ного напряжения на диоде напряжение питания генератора понижено
до 4 в и использовано частичное включение диода в контур. Диод с ем
костью 70 пф работает при напряжении смещения 1,35 в, получаемом
от окиснортутного элемента.
Другая схема с варикапом в контуре генератора (рис. 3-13) при ведена в работе [801. Этот генератор предназначен для использования
Рис. 3-11. Структурная схема усилителя малых токов с ва рикапом на входе
1 — LC-генератор; 2 — усилитель; 3 — частотный демодулятор; 4 ~ усилитель постоянного тока
в pH-метре и рассчитан на работу с источниками измеряемого напря жения 50—500 мв при значениях их внутреннего сопротивления,
10—30 Мом. Генератор построен по схеме Клаппа, он питается |
от |
|
|
пониженного напряжения 4 |
в, |
Г ~ ------ |
1 **~46 чем обеспечивается малая ампли |
|
|
туда переменного напряжения на |
|
|
варикапе Д г. Стабилитрон Д 2, |
Рис. 3-12. Принципиальная схема |
Рис. 3-13. Схема генератора с ва- |
генератора, использованного в |
рикапом для использования в |
усилителе малых токов |
рН-метре |
включенный в прямом направлении в цепь эмиттера, задает начальное смещение на варикапе. Напряжение смещения складывается из падения напряжения на стабилитроне, дросселе и переходе база—эмиттер тран зистора, его температурная зависимость обеспечивает частичную ком пенсацию ухода емкости варикапа от температуры (см. выше). Посто
янный ток, протекающий по варикапу, составляет 3- Ю-10 я. Генера
тор работает на частоте 500 кги и обеспечивает чувствительность
70гц/мв.
ВЛПИ имени М. И. Калинина разработаны преобразователи на пряжения в частоту на основе IC -генератора с управляемым р—л-пере-
ходом в контуре (рис. 3-14). Генератор по схеме Клаппа построен на
триоде Тг. Для уменьшения влияния нелинейной зависимости емкости
варикапа от напряжения использована цепь автоматической регули ровки величины переменного напряжения на варикапе (АРУ), со стоящая из усилителя переменного напряжения на триодах Т 2 — Г5,
однополупериодного выпрямителя, фильтра (RC-цепь) и усилителя
постоянного тока (УПТ) на триоде Т7. Цепь работает таким образом, что при увеличении амплитуды переменного напряжения на эмиттере
Тг растет постоянное напряжение на выходе УПТ и при заданном
постоянном напряжении на базе Т х уменьшается постоянная состав
ляющая тока триода 7\, а следовательно, его крутизна и амплитуда
П403 Л16 /11В П16 |
П16 П16 |
П15 |
Рис. 3-14. Схема генератора с варикапом для преобразователя напряже ния в частоту
генерируемых колебаний. Варикапы включены встречно, постоянное
смещение выбрано близким к нулю и равным величине выпрямленного на варикапе напряжения. При обеспечении этого условия включение на вход преобразователя сопротивления не вызывает изменения ча
стоты на выходе.
Генератор работает на частоте 800 кгц и обеспечивает чувствитель ность в узком диапазоне входных напряжений порядка 200 гц/мв-
Температурный коэффициент частоты генератора — 4,4* 10-4 1/град.
Нестабильность частоты преобразователя составила 0,03% в час и около 0,2% за четыре дня. При повышении частоты до 2,5 Мгц и диф ференциальном включении двух генераторов можно достичь чувст вительности 1 кгц/мв.
3-3. Расчет LC -генераторов с однокаскадными усилителями
Использование однокаскадных усилителей, работающих в классе С, хотя и сопровождается резким искажением формы кривой тока, воз буждающего контур, однако позволяет выполнять очень простые и до статочно стабильные LC-генераторы. На рис. 3-15 приведены схемы
генераторов Клаппа с заземленным эмиттером, коллектором и базой.
Данные экспериментальных исследований показывают, что эти три
варианта включения транзистора не оказывают существенного влия
ния на нестабильность частоты, которая составляет примерно 10 4 и
10-5 при изменении питания соответственно базовой и коллекторной
цепей на 20%. В работе [61] рекомендуется включение транзистора по схеме с заземленным эмиттером (рис. 3-15, а), для частотных дат чиков удобнее схемы рис. 3-15, б, в, которые позволяют заземлить емкостный (С3) или индуктивный (L) преобразователь, а также вклю
чить последовательно в контур конденсатор большой емкости для
получения синусоидального выходного напряжения (см. § 2-3 и рис. 3-7).
о) |
-Е |
б) |
-в в) |
Рис. 3-15. Схемы генераторов Клаппа с транзистором, включен ным по схеме с заземленным эмиттером (а), заземленным коллек тором (б) и с заземленной базой (в)
Выбор транзисторов для усилителей автогенераторов прежде всего определяется требованием обеспечения минимальных фазовых сдви
гов, вызываемых триодами усилителя в рабочей области частот. Фа
зовый сдвиг между током базы /б и током |
|
Таблица 3-3 |
|
коллектора /к, определяется комплексным |
|
||
|
|
||
значением коэффициента усиления b тран |
|
Д£_ „ |
|
зистора в схеме с общим эмиттером, равным |
|
||
h |
Q ’ |
||
Ьн |
|||
|
|
|
/б |
|
|
|
|
где |
Ь„ — значение |
Ь на |
низкой частоте, |
||
a fb — граничная |
частота |
усиления |
по b |
||
(при |
которой |6 | |
= |
0,7 Ьн), равная |
fjb a. |
0,1 |
6 |
1 |
0,2 |
12 |
5 |
0,5 |
26,5 |
20 |
1,0 |
45 |
50 |
Вследствие этого |
запаздывание фазы выходного |
тока |
транзистора |
||
с повышением частоты / находится из равенства tg <р = |
fjfb. Это при |
||||
водит к |
зависимости между потерей, |
фазовой |
добротности AQJQ |
||
(см. § 2-3) |
и отношением генерируемой частоты f к граничной частоте |
||||
fb транзистора по Ь, |
приведенной в табл. |
3-3. |
|
|
Потеря 20% или более от добротности используемого контура из-за
неправильного выбора типа транзистора, естественно, нежелательна.
Поэтому, например, на транзисторе П403 с /а = 120 Мгц и b = 100,
т. e. c fb ='1,2 Мгц, с потерей добротности контура не более 5% мо
гут строиться лишь генераторы с диапазоном рабочих частот не выше
/ = 0,2 fb = 240 кгц.
Особенности расчета однокаскадных усилителей L С-генераторов связаны с тем, что вход усилителя питается переменным напряжением
от участка контура с малым сопротивлением и оказывается в режиме |
|||||||||
MC |
заданного напряжения (а не |
||||||||
в |
режиме |
заданного |
тока, |
||||||
8 |
|||||||||
|
как |
это |
бывает |
обычно |
|||||
|
в |
транзисторных |
усилите |
||||||
|
лях). |
Поэтому расчет |
уси |
||||||
|
лителя удобнее вести по ха |
||||||||
|
рактеристике |
/к = / (£/б), |
|||||||
|
приведенной |
для |
транзи |
||||||
|
стора П403 на рис. 3-16. |
||||||||
/ |
Такой |
характеристики в |
|||||||
справочниках по транзисто |
|||||||||
рам, [как |
правило, не при |
||||||||
водится. Однако при работе |
|||||||||
в |
диапазоне |
частот |
ниже |
||||||
f |
= |
0,2 fb, |
когда <р = |
10 -ч- |
|||||
L |
:1 5 ° и сопротивление цепи |
||||||||
базы можно считать актив- |
|||||||||
œf ным, |
характеристика |
/к = |
|||||||
= |
/ (U6) может быть |
полу- |
1 |
к— II--------------------------- |
|
1 . |
1Г |
с3 L г |
|
||
?н1 |
II |
|
|
|
..____ |
'----0
=и$
----0
Рис. 3-16. |
Кривые базового напряжения |
Рис. |
3-17. |
Эквивалентная схема |
и коллекторного тока транзистора в LC-ге |
контура генератора Клаппа |
|||
|
нераторе |
|
|
|
чена из |
справочной характеристики |
/ б = |
/ (U6) |
путем увеличения |
значений по оси токов в b раз. |
|
|
|
Эта характеристика на участке токов коллектора 1К более 2 ма может быть аппроксимирована прямой линией с постоянной крутиз
ной. Для транзистора П403 эта крутизна может, например, быть S =
= 48 ма/в. Продолжение этой прямой, показанное прерывистой ли нией на рис. 3-16, отсекает на оси £/б_э некоторое напряжение Е'6.
В соответствии с допущениями, применяемыми при расчете (см. ниже),
реальная характеристика транзистора может быть заменена ломаной
линией, а точка Ев принята за точку отсечки переменного базового напряжения. Пои такой аппроксимации характеристики транзистора
реальная форма импульсов коллекторного тока в режиме генерации, показанная сплошной линией в координатах iKt соt на рис. 3-16, за меняется косинусоидой (прерывистая линия) с углом отсечки 6.
При пропускании косинусоидальных импульсов тока через конден
сатор Сг контура генератора (см. рис. 3-15) контур работает в качестве
фильтра, выделяя на конденсаторе С2 напряжение первой гармоники, которое и прикладывается ко входу усилителя. Эквивалентная
схема контура генератора Клаппа в виде такого фильтра пред
ставлена на рис. 3-17. Отсюда видно преимущество емкостной трехточки по сравнению с индуктивной трехточкой, заключающееся в луч
шей фильтрации высших гармоник, так как образуемый контуром
фильтр имеет последовательную индуктив
ность |
и |
параллельные емкости. Емкости |
|
Таблица 3-4 |
|||
транзистора, составляющие часть емкостей |
|
|
|
||||
Сг и С2, мало влияют на частоту, если Сх |
0о |
т« («) |
7. (0) |
||||
и С2 выбраны достаточно большими. |
|
|
|
|
|||
Величина коэффициента передачи такого |
180 |
1,000 |
1,000 |
||||
фильтра определяется прежде всего тем, |
|||||||
120 |
0,609 |
0,805 |
|||||
что [из |
косинусоидального импульса |
тока |
100 |
0,441 |
0,611 |
||
с углом отсечки 9 фильтр выделяет лишь |
90 |
0,319 |
0,500 |
||||
составляющую первой гармоники. Постоян |
80 |
0,236 |
0,390 |
||||
ная |
составляющая коллекторного |
тока |
70 |
0,166 |
0,288 |
||
60 |
0,109 |
0,196 |
транзистора определяется постоянной со ставляющей косинусоидальных импульсов.
Поэтому для расчета генератора удобно пользоваться таблицей коэффи
циентов разложения последовательности косинусоидальных импуль сов в тригонометрический ряд. В табл. 3-4 эти коэффициенты приве
дены для различных углов отсечки 0, где у0 (б) и уг (0) — соответст
венно отношения постоянной составляющей и первой гармоники кол
лекторного тока к амплитуде SU6m = 1лт синусоидального тока, которая была бы в линейном усилителе с крутизной S при том же вход
ном напряжении U6.
Таким образом, при крутизне характеристики транзистора S и ам плитуде синусоидального напряжения U6m на базе транзистора вы ражения для постоянной составляющей /0 и амплитуды первой гар
моники 1г тока коллектора получают вид:
|
/ 0 = SU6myо (0); |
(3-8) |
|
|
Ilm = SU6mU(0). |
(3-9) |
|
В соответствии с § 2-3 отношение |
|
|
|
/ли |
_ S 6 W = |
1 |
|
hm |
Iltn |
Ti (û) |
|
называется фактором регенерации.
Считая входной величиной контура (рис. 3-17) первую гармонику
/ х тока коллектора транзистора, его выходное напряжение можно
представить как U6m = RnI 1т и, следовательно, G = SRni где Rn —
проходное сопротивление контура (см. § 3-1), равное на резонансной частоте
так как общая, или эквивалентная, емкость контура Сэкв, определяе мая последовательным включением Сх, С2, С3 при Сх > С3, С2 > С3, практически равна С3.
В состоянии покоя (т. е. при отсутствии колебаний) усилительный каскад (рис. 3-15) удерживается схемой Ши в некоторой точке харак
теристики (например, в точке / 0 = 2 ма на рис. 3-16). Если эта точка лежит выше изгиба характеристики, т. е. находится на аппроксими рующей прямой, то условием самовозбуждения колебаний в этом слу чае является неравенство SR„ > 1. Однако фактор регенерации вы
бирается обычно значительно большим единицы (см. § 2-3). В этих условиях возникшие колебания быстро нарастают и переменная со
ставляющая базового напряжения за счет эффекта выпрямления в ба
зовой и эмиттерной цепях транзистора смещается влево (см. |
кривые |
|||
t/g_9 |
на рис. 3-16). Это смещение продолжается до тех пор, |
пока |
не |
|
будет выполнено равенство Syx (0) R„ = 1, т. е. до тех пор, |
пока |
не |
||
будет достигнут такой угол отсечки, |
при котором Yx (9) = |
1/G; при |
||
этом |
среднее значение импульсов |
коллекторного тока останется |
||
/ 0 = |
2 ма. |
|
|
|
Последовательность расчета генератора с усилителем класса С. |
||||
Вначале выбираются постоянная составляющая тока коллектора |
10 |
и напряжение Ек питания транзистора автогенератора. Эти величины имеют оптимум, который определяется следующими соображениями.
С ростом /„ и Ек увеличивается мощность, рассеиваемая транзистором, ухудшается его тепловой режим и увеличивается нестабильность ге нерируемой частоты. Ухудшение стабильности происходит и с умень шением крутизны характеристики транзистора. Поэтому в работе [61J
в качестве оптимальных рекомендуются следующие величины: для
транзисторов П13—П15 Ек = |
8 -s- 10 в и / к = 5 -*- 10 ма, для П401— |
|
— П403 Ек = 3 + |
5 в и /к = |
2 -Î- 6 ма, а для П4Ю — П411 £ к = |
= 6 - ъ 8 в и / к = |
4-5-6 ма. |
Для стабилизации режима, а следова |
тельно, и для уменьшения нестабильности частоты от изменения па
раметров транзистора рекомендуется выбирать сопротивление в эмит
терной цепи транзистора не менее 300 — 400 ом.
Затем рассматривается режим установившихся колебаний и прежде всего выбирается значение фактора регенерации, которое рекомен
дуется брать в пределах G = 2 = 4. В соответствии с формулой (3-9)
оно однозначно определяет ух (0), а следовательно, и угол отсечки 0.
Так, при в г = 2 угол 0! = |
90°, а при G2 = 4,2 угол 02 = |
65° (см. |
||
рис. 3-16). Из соотношения |
(0) SR„ = |
1 по известной крутизне ап |
||
проксимированной характеристики транзистора |
находится необхо |
|||
димое проходное сопротивление контура (например, если G = |
SR„ = |
|||
= 4, то при S == 48 ма!в R„ = 83 ом), |
а исходя |
из выбранного тока |